控制电机的电机控制器系统和方法

技术领域

本发明涉及电机功率控制信号和系统。更具体地，而非排他地，本发明涉及一种用于电机控制器系统的能量管理系统，该能量管理系统用于针对电子换向电机的不同操作电压优化功率信号。

背景技术

人们一直在大力推动使电机更加紧凑和高效化。电机包括定子和转子，且可分成两类：有刷电机和无刷电机。在有刷电机中，定子可包括永磁体，转子可包括线圈组件。当电流经过转子的线圈时，会产生磁场，从而在转子中产生与线圈中的电流相切的扭矩。为了使转子以恒定的方向旋转，需要改变所产生的磁场的极性。这通过电刷(换向器)实现，电刷与转子接触以控制提供给线圈的电流的方向，进而控制所产生的磁场的极性。

在无刷电机中，定子包括线圈绕组，转子包括永磁体。在典型的无刷电机中，转子可包含四极永磁体。另一方面，定子可以由三相线圈绕组组成。传感器磁体可用于指示转子轴的位置，且控制器能够在最佳时间点将电流切换到每个绕组。通过这种方式，半导体开关在合适的时间“打开”和“关闭”合适的定子绕组相位。当相位“打开”时，电流流动的方向可以是沿着任一方向。该过程被称为电子换向，借用了直流电机中被称为换向器的机构所使用的术语，电子换向将电流从一个绕组切换到另一个绕组，从而迫使转子转动。

典型的电机可以在两种模式下运行，这两种模式即电动和制动。电机进一步包括电机驱动器，电机驱动器配置成在两个旋转方向上控制电机。在电动模式下，电机将来自源的电能转换成机械能，从而支持电机的运动，即转子旋转。在制动模式下，电机作为发电机来工作，并将机械能转换成电能。电机可以在两种模式下，沿着正向和反向工作。

电机驱动控制器可以在电机的四个操作象限中操作，这四个操作象限即正向制动1054、正向电动1051、反向电动1053和反向制动1052，这些象限在图1中示出。如将理解的，正向制动象限1054和反向制动象限1052还被称为正向再生制动1054和反向再生制动1052。能够在所有四个象限中操作、产生电动和再生的电机驱动器被称为四象限电机驱动器。

在用于电机的能量管理系统中，来自电压源(例如，电池)的电压可能需要降低以提供较低的启动扭矩，来防止由于反电动势而在电机的线圈中产生过电流。一种常见类型的电机驱动器是“斩波电路”或“斩波驱动器”，其将来自电池的电压降低到电机所需的操作电压。该电路在图1中的正向电动象限1053中操作。一旦电机的转子开始旋转，来自电池的电压就可用于提供更高的期望运行速度。在这一点上，一些斩波驱动器设计成使得这些斩波驱动器继续降低电池电压，以补偿由于电池放电而导致电池电压电平的下降，即，如果充满电的电池组与以3000rpm运行且不带斩波驱动器的电机相匹配，则当电池例如从48伏放电到40伏时，可达到的最大速度可下降到2500rpm。因此，大多数斩波驱动器设计成使得最大电机速度需要恰好低于最大电池电压的电压。在另一示例中，来自电池的电压则可用于提供更高的期望运行速度，而不会被斩波驱动器降低。

然而，在一些情况下，电压可以升高，以提供以更高的运行速度驱动的电机的线圈绕组的每一相所需的高电压。这可以是电源电压低于电机的操作电压的情况。

众所周知，当电压电平从第一电平变为第二电平时，无论电压是增大还是减小，总是存在功率损失。这限制了电机中可实现的效率，原因是电机必须与电池操作电压相匹配，而这可导致电流超过工作范围。

低效率和功率损失的另一个重要起因在于如下事实：由于需要开关功能来增大或减小来自电池的电压以满足电机的操作要求，因此可能出现大的电流尖峰。这些可导致电池上出现过多的电流尖峰，从而随着时间的推移，电池温度升高且电池的电荷容量降低。这在电机启动期间甚至可能更加重要，原因是线圈绕组需要大电流。感应出的反电动势在提供给每一相的电流的前沿引起显著的电流纹波。

本发明旨在解决上述问题。

发明内容

本发明的各方面如在独立权利要求中所陈述的，可选特征在从属权利要求中陈述。本发明的各方面可以相互结合地提供，且一个方面的特征可应用于其它方面。

根据本发明的第一方面，提供一种用于电机的能量管理系统，该能量管理系统包括：

双向能量转换器，包括第一输入/输出端子和第二输入/输出端子；

第一波形控制器；以及第二波形控制器，

其中，双向能量转换器耦接到第一波形控制器和第二波形控制器，其中，第一波形控制器耦接到第二输入/输出端子，并且其中，第二波形控制器耦接到第一输入/输出端子，

其中，双向能量转换器配置成：

在第一输入/输出端子处接收第一输入电压并沿着第一操作方向产生第一输出电压，以及在第二输入/输出端子处接收第二输入电压并沿着第二操作方向产生第二输出电压；

在主模式和次级模式下操作，其中，在主模式下，双向能量转换器配置成从输入电压产生输出电压，其中，输出电压大于输入电压，并且其中，在次级模式下，双向能量转换器配置成从输入电压产生输出电压，其中，输出电压小于输入电压，

其中，沿着第一操作方向且在主模式下，第一波形控制器配置成修改来自双向能量转换器的第一输出电压波形，以在第二输入/输出端子处提供第一期望输出电压波形，

其中，沿着第二操作方向且在主模式下，第二波形控制器配置成修改来自双向能量转换器的第二输出电压波形，以在第一输入/输出端子处提供第二期望输出电压波形。

当前请求保护的能量管理系统有利地进行双向操作，能够增大或减小来自输入电压源的电压并在输出处对电压进行整形。第一波形控制器和第二波形控制器对从双向能量转换器到第二输入/输出端子(例如，换向电路)以及反之到第一输入/输出端子(取决于操作方向)的输出电流进行滤波，以匹配电机的反电动势分布。例如，沿着第一操作方向，第一波形控制器对来自双向能量转换器的第一输出电压进行滤波，以在第二输入/输出端子处匹配电机的反电动势分布。这使得系统中的峰值电流能够减小，并因此减少电源中的内部I

在一些示例中，沿着第一操作方向且在次级模式下，第二波形控制器配置成修改来自双向能量转换器的第一输出电压波形，以在第一输入/输出端子处提供第一期望输出电压波形，以及沿着第二操作方向且在次级模式下，第一波形控制器配置成修改来自双向能量转换器的第二输出电压波形，以在第二输入/输出端子处提供第二期望输出电压波形。

在一些示例中，能量管理系统进一步包括电池，电池耦接到第一输入/输出端子和第二波形控制器，其中，沿着第一操作方向，电池配置成向双向能量转换器提供第一输入电压，并且其中，沿着第二操作方向，电池配置成接收第二期望输出波形。

在一些示例中，能量管理系统进一步包括多相换向电路，多相换向电路耦接到第二输入/输出端子且构造成包括等于多相电机的相数的多个输出端口，其中，沿着第二操作方向，多相电路配置成向双向能量转换器提供第二输入电压，并且其中，沿着第一操作方向，多相换向电路配置成接收第一期望输出波形。

在一些示例中，双向能量转换器配置成至少部分地基于在双向转换器的第一输入/输出端子处提供的电压电平，在主模式或次级模式下操作。例如，在第一输入/输出端子处电池可供应110V，然而，在第二输入/输出端子处电机的操作电压可以是60V，因此，来自电池的电压减小到电机的操作电压。

在一些示例中，双向能量转换器配置成至少部分地基于由电机提供的电压，在主模式或次级模式下操作。例如，电机可以在正向再生制动象限1054中运行且可产生大于电池电压电平的电压，因此，来自电池的电压可升高到所产生的电压电平，这使得能够更高效地对电池进行充电。

在一些示例中，第一波形控制器配置成至少部分地基于双向能量转换器是否沿着第一操作方向或第二操作方向操作，修改来自双向能量转换器的第一输出电压波形。在一些示例中，第一波形控制器配置成基于第一输入/输出端子处的电压电平与第二输入/输出端子处的电压电平的比较，修改第一输出电压。在一些示例中，第二波形控制器配置成至少部分地基于双向能量转换器是否沿着第一操作方向或第二操作方向操作，修改来自双向能量转换器的第二输出电压波形。在一些示例中，第二波形控制器配置成基于第一输入/输出端子处的电压电平与第二输入/输出端子处的电压电平的比较，修改第二输出电压。

根据本发明的第二方面，提供一种充电系统，用于对耦接到电机的电池进行充电，该系统包括：

双向能量转换器，配置成沿着第一操作方向和第二操作方向操作，其中，双向能量转换器耦接到第一波形控制器和第二波形控制器，

其中，沿着第一操作方向，双向能量转换器配置成从所述电池接收第一输入电压并产生第一输出电压，

其中，沿着第二操作方向，双向能量转换器配置成从所述电机接收第二输入电压并产生第二输出电压，

其中，双向能量转换器配置成相对于第一输入电压和第二输入电压增大或减小第一输出电压和第二输出电压，

其中，第一波形控制器配置成修改来自双向能量转换器的第一输出电压波形，以提供第一期望输出电压波形，并且其中，第二波形控制器配置成修改来自双向能量转换器的第二输出电压波形，以提供第二期望输出电压波形。

在一些示例中，第一波形控制器配置成基于所述电池的电压电平与电机的电压电平的比较，修改第一输出电压。在一些示例中，第二波形控制器配置成基于电池的电压电平与电机的电压电平的比较，修改第二输出电压。在一些示例中，第一波形控制器和第二波形控制器配置成通过对双向能量转换器的输出电流进行滤波，修改来自双向能量转换器的输出电压，以匹配电机的反电动势分布。

根据本发明的第三方面，提供一种的四象限电机驱动控制器，用于电机，该四象限电机驱动控制器包括：

双向能量转换器，能够耦接到电源和电机；

第一波形控制器；以及第二波形控制器，

其中，双向能量转换器耦接到第一波形控制器和第二波形控制器，其中，第一波形控制器能够耦接到电机，并且其中，第二波形控制器能够耦接到电源，

其中，双向能量转换器配置成：

接收第一输入电压并沿着第一操作方向产生第一输出电压，以及接收第二输入电压并沿着第二操作方向产生第二输出电压；

在主模式和次级模式下操作，其中，在主模式下，双向能量转换器配置成从输入电压产生输出电压，其中，输出电压大于输入电压，并且其中，在次级模式下，双向能量转换器配置成从输入电压产生输出电压，其中，输出电压小于输入电压，

其中，沿着第一操作方向，第一波形控制器配置成修改来自双向能量转换器的第一输出电压波形，以提供第一期望输出电压波形，

其中，沿着第二操作方向，第二波形控制器配置成修改来自双向能量转换器的第二输出电压波形，以提供第二期望输出电压波形。

在一些示例中，沿着第一操作方向且在次级模式下，第二波形控制器配置成修改来自双向能量转换器的第一输出电压波形，以在第一输入/输出端子处提供第一期望输出电压波形，并且其中，沿着第二操作方向且在次级模式下，第一波形控制器配置成修改来自双向能量转换器的第二输出电压波形，以在第二输入/输出端子处提供第二期望输出电压波形。

在一些示例中，电机驱动控制器进一步配置成确定电机的扭矩需求，双向能量转换器配置成响应于电机的扭矩需求，在主模式或次级模式下操作。电机驱动控制器可配置成确定系统所需的扭矩需求并管理电机的操作象限，以响应于所确定的扭矩需求达到所选择的扭矩需求阈值而将能量输送到电机和从电机输送能量。例如，以恒定速度操作的电机可经历负载，该负载最初由于电机的扭矩需求增加而降低速度。然后，电机驱动控制器可以将更多的功率从电源(例如，电池)提供给电机，即增大所供应的电压，以便在负载的情况下保持电机的恒定速度。

由电机传递的功率(P)和该扭矩(T)被传递的转速(w)之间的关系由以下等式1给出。

P ＝ T·w (1)

在一些示例中，电机控制器配置成基于耦接到电机驱动控制器的传感器来确定扭矩需求。在一些示例中，电机控制器配置成基于对电源的电荷状态的确定来确定是在主模式下还是在次级模式下操作，该电源耦接到电机驱动控制器以向电机供电。例如，如果充满电的电池组与以3000rpm运行的电机相匹配，则当电池例如从48伏放电到40伏时，电机驱动控制器可使来自电池的电压“升压”，以保持3000rpm的速度。

在一些示例中，双向能量转换器配置成基于当前电机操作象限，沿着第一操作方向或第二操作方向操作。在一些示例中，双向能量转换器配置成基于期望电机操作象限，沿着第一操作方向或第二操作方向操作。

在一些示例中，第一波形控制器配置成至少部分地基于双向能量转换器是否沿着第一操作方向或第二操作方向操作，修改来自双向能量转换器的第一输出电压波形。在一些示例中，第二波形控制器配置成至少部分地基于双向能量转换器是否沿着第一操作方向或第二操作方向操作，修改来自双向能量转换器的第二输出电压波形。在一些示例中，第一波形控制器和第二波形控制器配置成通过对双向能量转换器的输出电流进行滤波，修改来自双向能量转换器的输出电压，以匹配电机的反电动势分布。

根据本发明的第四方面，提供一种操作电机的方法，该电机耦接到能量管理系统，其中，电机的转子(i)静止，或者(ii)以恒定速度旋转或加速，或者(iii)减速，该方法包括：

响应于确定转子静止，则：

减小电源电压并修改到达电机的电源电压波形，以实现电机的转子的启动扭矩或所需的启动转速；

确定来自电机的反电动势处于特定阈值，增大到达电机的电源电压并修改到达电机的电源电压的电压波形，以实现转子的期望操作扭矩或操作转速；

响应于增加的扭矩需求或所需的转子速度，则：

增大到达电机的电源电压并修改到达电机的电源电压的电压波形，以实现电机的转子的期望扭矩或所需的转速；

响应于确定转子减速，则：

将从电机产生的电压与电源电压进行比较；

基于该比较，确定是增大还是减小电源电压。

附图说明

现在，将参考附图仅通过示例的方式描述本公开的实施例，在附图中：

图1示出了电机的四个象限的图示。

图2示出了包括双向能量转换器电路的示例性能量管理系统。

图3示出了包括双向能量转换器电路的示例性能量管理系统。

图4a示出了双向能量转换器的工作示例。

图4b示出了双向能量转换器的工作示例。

图4c示出了双向能量转换器的工作示例。

图4d示出了双向能量转换器的工作示例。

图5示出了示例性多相换向电路。

具体实施方式

权利要求的一些实施例涉及一种用于电机控制器系统的能量管理系统，该能量管理系统用于针对电机的不同操作电压优化功率信号。特别地，权利要求的实施例涉及一种用于多相电子换向电机的能量管理系统，该能量管理系统控制电压源的电压波形以提供“升压”或“降压”的可变输出电压。因此，能量系统可以在提高电压源的供电效率的同时向一系列不同的电机提供所需的操作电压。

图2示出了示例性能量管理系统200，能量管理系统200包括双向能量转换器，例如耦接到第一波形控制器211和第二波形控制器212的降压/升压(buch/boost)转换器。能量管理系统200可包括：电池204，连接到双向能量转换器的第一输入/输出端子201和地；多相换向电路205，连接到双向能量转换器的第二输入/输出端子202和地；电感器203；在电感器203的第一侧上耦接到第一输入/输出端子201的第一开关MOSFET对221a、221b和第二开关MOSFET对222a、222b；以及在电感器203的第二侧上耦接到第二输入/输出端子202的第三开关MOSFET对223a、223b和第四开关MOSFET对224a、224b。

在一些实施例中，能量管理系统200的双向能量转换器可进一步包括肖特基二极管230，其耦接到MOSFET对以使得一些内部MOSFET电流能够流经肖特基二极管，而非流经MOSFET的内部体二极管。在一些实施例中，MOSFET对可包括内部体二极管。肖特基二极管的使用可提高MOSFET的效率并改善MOSFET的体二极管的反向恢复特性。在一些实施例中，双向能量转换器进一步包括TVS二极管231。TVS二极管可保护MOSFET免受由电路中的瞬态电压导致的任何附加的电应力。在一些实施例中，能量管理系统200包括电阻器232，电阻器232的作用是消耗储存在第一波形控制器211或第二波形控制器212的电容器中的电流。在一些实施例中，能量管理系统200的双向能量转换器包括电阻器233，以帮助消耗储存在MOSFET对221a至224b中的电荷。

虽然图2示出了用于能量管理系统200的双向能量转换器电路包括TVS二极管231和肖特基二极管230，但是应理解，通过其它合适的电子元件提供该功能的其它方式是可行的。在一些示例中，MOSFET的适当选择可解决上述问题。例如，通过使用具有附加的内部体二极管的MOSFET、高压调节MOSFET(即，碳化硅FET)或者两者的组合，可解决上述问题。

第一开关MOSFET对和第二开关MOSFET对221a至222b耦接到电池204和第二波形控制器212。第三开关晶体管对和第四开关晶体管对223a至224b耦接到多相换向电路205和第一波形控制器211。

第一晶体管开关对、第二晶体管开关对、第三晶体管开关对和第四晶体管开关对221a至224b是在栅极端子处包括泄放电阻器233的MOSFET，其中，MOSFET晶体管配置成在其栅极处使用控制信号，例如脉宽调制控制信号(未示出)间歇性地导通和截止。第一波形控制器211是耦接到电池204以及第一晶体管开关对和第二晶体管开关对221a至222b的电容器组。第二波形控制器212是耦接到第三开关晶体管对和第四开关晶体管对223a至224b以及换向电路的电容器组。因此，第一波形控制器211和第二波形控制器212可根据操作方向，作为输入滤波器或输出滤波器操作。这有利地使输入电流变平滑，从而减少双向转换器的输出的前沿处沿着任一方向的电流纹波。有利地，电容器的低等效串联电阻对电路的操作没有大的影响。虽然第一波形控制器211和第二波形控制器212已描述成包括电容器组，但是应理解，具有等效电容的单个电容器也可以在本配置中起作用。此外，其它有源或无源电子元件可提供类似的功能，例如开关PFC电路或部分开关PFC电路。

图3示出了示例性能量管理系统300，其中，双向能量转换器配置成具有：第一操作方向，沿着第一操作方向，能量从连接到电池304的第一输入/输出端子301转移到连接在第二输入/输出端子302处的多相换向电路305；以及第二操作方向，沿着第二操作方向，能量从多相换向电路305转移到电池304。因此，能量管理系统300能够根据期望的操作和/或操作方向，在第一输入/输出端子301或第二输入/输出端子302处接收输入电压。例如，沿着第一操作方向，能量管理系统300的双向能量转换器配置成从电池304接收输入电压并产生输出电压，该输出电压提供给多相换向电路305。

能量管理系统300的双向能量转换器进一步配置成在主模式或次级模式下操作，其中，在主模式下，双向能量转换器配置成将第一输入/输出端子301或第二输入/输出端子302(取决于操作方向)处的输入电压转换成输出电压，其中，输出电压大于输入电压，即用作“升压”转换器。在次级模式下，双向能量转换器配置成将第一输入/输出端子301或第二输入/输出端子302(取决于操作方向)处的输入电压转换成输出电压，其中，输出电压小于输入电压。

在一些实施例中，双向能量转换器配置成基于在第一输入/输出端子301或第二输入/输出端子302(取决于操作方向)处提供的输入电压与输出端子(即第一输入/输出端子301或第二输入/输出端子302)处的电压要求之间的比较，而在主模式或次级模式下操作。例如，在能量管理系统300的双向能量转换器沿着第一方向操作且电池304连接到第一输入/输出端子301的情况下，电池可供应110V，然而，耦接到连接至第二输入/输出端子302的多相换向电路305的电机所需的操作电压可仅为60V，因此在第一输入/输出端子301处来自电池304的电压减小到在第二输入/输出端子302处电机的操作电压。对于能量管理系统300的双向能量转换器沿着相反方向操作而言，也是如此。例如，在双向能量转换器沿着第二方向操作的情况下，在第二输入/输出端子302处多相换向电路305提供输入电压，连接在第一输入/输出端子301处的电池304配置成从双向能量转换器接收所产生的输出电压。在该示例中，双向能量转换器从连接到多相换向电路305的多相电机(未示出)接收输入电压，多相换向电路305可根据电池304的当前电压电平向电池304提供充电电压。

虽然已经基于电池304连接在能量管理系统300的第一输入/输出端子301处且多相换向电路305连接在第二输入/输出端子302处的设置，描述了图2和图3所示的工作示例，但是应理解，其它构造是可行的。例如，可以在第一输入/输出端子301处使用其它电压源，例如到达主电源的连接。在另一示例中，第二输入/输出端子302耦接到DC电机。

如与图4a至图4d相关地描述的，能量转移的方向以及双向能量转换器是在降压模式下还是在升压模式下操作，由开关对晶体管421a至424b的状态控制。

图4a至图4d示出了在主模式或次级模式下操作的能量管理系统400的双向能量转换器，其中，开关晶体管对421a至424b控制能量转移的方向以及输入电压是增大(即，双向能量转换器在主模式下操作)还是减小(即，双向能量转换器在次级模式下操作)。

图4a示出了一个实施例，其中，来自电池的电压增大，即，来自电池404的电压小于多相换向电路405所需的电压。第一开关晶体管对421a、421b处于“导通”状态，即可被建模成处于闭合状态的开关或导线，而第二开关晶体管对422a、422b处于“截止”状态，即可被建模成开路或处于打开状态的开关，因此第二波形控制器412不影响双向能量转换器的功能。第三开关晶体管对423a、423b处于整流状态，即可被建模成二极管以执行整流操作。第四开关晶体管对424a、424b处于开关状态，即可被建模成开关电路，从“导通”状态切换到“截止”状态。第四晶体管对424a、424b的切换速率由第四晶体管424a、424b的栅极处的信号(例如PWM信号)控制。这种切换控制以下：电压升高到的量，以及双向能量转换器是作为升压转换器还是降压转换器操作。在本示例中，双向能量转换器将来自电池404的电压增大(即“升压”)到多相换向电路405的电压电平。

第一波形控制器411在来自双向能量转换器的已升压的输出电压波形输入到多相换向电路405之前，对该已升压的输出电压波形进行修改。在本示例中，第二波形控制器412不影响在耦接到第三和第四开关晶体管对423a至424b的电感器403的右侧处产生的输出电压。因此，在这种构造中，第一波形控制器411配置成在不存在来自第二波形控制器412的干扰的情况下，修改来自双向能量转换器400的输出电压。

图4b示出了一个实施例，其中，来自电池的电压被减小，即，来自电池404的电压大于多相换向电路405所需的电压。在一些实施例中，这是为了给电机提供启动扭矩，该启动扭矩不会在电机的线圈中导致过电流。第一开关晶体管对421a、421b处于开关状态，即可被建模成开关电路，从“导通”状态切换到“截止”状态，而第二开关晶体管对422a、422b处于整流状态，即可被建模成二极管以执行整流操作。第三开关晶体管对423a、423b处于“导通”状态，即可被建模成处于闭合状态的开关或导线。第四开关晶体管对424a、424b处于“截止”状态，即可被建模成开路或处于打开状态的开关，因此第一波形控制器411不影响双向能量转换器的功能。第一晶体管对421a、421b的切换速率由第一晶体管421a、421b的栅极处的信号(例如PWM信号)控制。这种切换控制以下：电压降低到的电压量，以及双向能量转换器400是作为升压转换器还是降压转换器操作。在本示例中，双向能量转换器400将来自电池404的电压减小(即“降压”)到多相换向电路405的电压电平。

第二波形控制器412在来自双向能量转换器400的已降压的输出电压波形输入到多相换向电路405之前，对该已降压的输出电压波形进行修改。在本示例中，第一波形控制器411不影响耦接到第三和第四开关晶体管对423a至424b的电感器403的左侧处产生的输出电压。因此，在这种构造中，第二波形控制器412配置成在不存在来自第一波形控制器411的干扰的情况下，修改来自双向能量转换器400的输出电压。

图4c示出了一个实施例，其中，来自多相换向电路的电压增大到电池的电压电平，即，多相换向电路405的电压小于电池404的电压。第三开关晶体管对423a、423b处于“导通”状态，即可被建模成处于闭合状态的开关或导线，而第四开关晶体管对424a、424b处于“截止”状态，即可被建模成开路或处于打开状态的开关，因此第一波形控制器411不影响双向能量转换器的功能。第一开关晶体管对421a、421b处于整流状态，即可被建模成二极管以执行整流操作。第二开关晶体管对422a、422b处于开关状态，即可被建模成开关电路。第二开关晶体管对切换“导通”和“截止”的速率由第二开关晶体管对422a、422b的栅极处的信号(例如PWM信号)控制。这种切换控制转换器是作为升压转换器还是降压转换器操作。在本示例中，双向能量转换器将来自多相换向电路405的电压增大(即“升压”)到电池的电压电平。第二波形控制器412在来自双向能量转换器400的已升压的输出电压波形输入到电池以对电池进行充电之前，对该已升压的输出电压波形进行修改。在本示例中，第一波形控制器411不影响在第一和第二开关晶体管对421a至422b处从双向能量转换器的电感器403产生的输出电压。因此，在这种构造中，第二波形控制器412配置成在不存在来自第一波形控制器411的干扰的情况下，修改来自双向能量转换器的输出电压。有利地，来自能量管理系统400的双向转换器的输出电压增大或减小，且被修改以过滤掉可降低电池的充电能力的任何高频信号。

图4d示出了一个实施例，其中，来自多相换向电路的电压减小到电池的电压，即，来自多相换向电路405的电压大于电池404所需的电压。第一开关晶体管对421a、421b处于“导通”状态，即可被建模成处于闭合状态的开关或导线，而第二开关晶体管对422a、422b处于“截止”状态，即可被建模成开路或处于打开状态的开关，因此第二波形控制器412不影响双向能量转换器的功能。第三开关晶体管对423a、423b处于开关状态，即可被建模成开关电路，从“导通”状态切换到“截止”状态。第四开关晶体管对424a、424b处于整流状态，即可被建模成二极管以执行整流操作。第三晶体管对423a、423b的切换速率由第三晶体管423a、423b的栅极处的信号(例如PWM信号)控制。这种切换控制以下：电压升高到的量，以及双向能量转换器是作为升压转换器还是降压转换器操作。在本示例中，双向能量转换器400将来自电池404的电压减小(即“降压”)到来自多相换向电路405的电压电平。

第一波形控制器411在来自双向能量转换器400的已降压的输出电压波形输入到多相换向电路405之前，对该已降压的输出电压波形进行修改。在本示例中，第二波形控制器412不影响在耦接到第三和第四开关晶体管对423a至424b的电感器403的右侧处产生的输出电压。因此，在这种构造中，第一波形控制器411配置成在不存在来自第二波形控制器412的干扰的情况下，修改来自双向能量转换器400的输出电压。

有利地，来自双向转换器的输出电压增大或减小，且被修改以过滤掉可另外在电机中引起损失的任何高频信号。这在能量从多相换向电路405转移到电池404时以及在能量从电池404转移到多相换向电路405时实现。从双向能量转换器400提供给换向电子装置405的经修改的电压是半正弦波，这进一步减小了在给每个换向阶段通电时使用的峰值电流，如图5所示。

图5示出了可耦接到双向能量转换器的第二端子202的多相通信电路505的换向电子电路500。每个晶体管508n耦接到电机相506a、506b、506c。晶体管508n的栅极端子507n处的信号控制晶体管是处于“导通”状态还是处于“截止”状态。每个晶体管的状态控制每个相506a、506b、506c何时通电。所示的晶体管是MOSFET，然而，可使用其它开关元件，例如双极型晶体管。

在本示例中，来自双向能量转换器的经修改的输出电压波形经由第一波形控制器211换向到电机的每个相。例如，第一晶体管508a“导通”，第二晶体管508b“截止”，第三晶体管508c“导通”。电压提供给电机506a的第一相，且通过电机506b的第二相经由第三晶体管508c返回到地。通常，供应给每个电机相的电压是DC电压，但是以这种方式，多相换向电路505通过产生半正弦波和类似于半波整流器的功能，进一步减小了包括双向能量转换器的能量管理系统200中存在的峰值电流。虽然MOSFET的工作示例已经在上下文中进行了描述，但是技术人员应理解，采用合适的配置，其它开关元件也可用来实现期望的操作。在本公开的上下文中，本文所描述的系统的其它示例和变型对于本领域技术人员来说将是显而易见的。将从上文的讨论中理解到，附图中所示的实施例仅仅是示例性的，并包括如本文所描述且在权利要求中陈述的、可以进行概括、移除或替换的特征。