一种基于电流互感器的板卡设备的电源热插拔保护电路

技术领域

本发明涉及板卡集成技术领域，具体涉及一种基于电流互感器的板卡设备的电源热插拔保护电路。

背景技术

随着板卡集成化程度越来越高，器件密度也越来越大，板卡对系统电源的适应能力、响应能力也有了新的要求。系统电源在板卡热插入时，需要承受板卡接入时的瞬态电流带来的冲击，特别是如今的电子系统中大量使用了贴片陶瓷电容，这类电容具有非常小的等效串联电阻（ESR），在相同电源电压的情况下ESR值越小，上电时带来的瞬态电流越大。并在板卡的电源输入口处汇聚成非常大的瞬间电流。当系统中缺少了有效的热插拔保护电路，系统电源电平会在板卡插入后的一段时间内形成电源平面塌陷，如果电源的电平塌陷低于了热插拔板卡或其他板卡的电源输入最低值，则会引起板卡异常，如板卡复位，系统逻辑异常等。为了应对这种特殊情况的发生，需要对插入的板卡电流进行控制，确保板卡插卡插入不会导致系统其他板卡已经系统电源造成干扰。

目前已有多种集成电路芯片的热插拔保护电路，但由于价格偏高，供货周期长，电路效率低等因素不利于特殊环境使用。如图1所示，此类电路利用在电源电路中串联的RSENSI电流采集电阻来采集电流的大小，并与芯片内部基准电路进行比较，再通过开关功率MOS管，达到控制一浪涌电流的目的。

现有的集成电路芯片设计的热插拔保护电路，因核心技术外资企业掌控，芯片价格比较昂贵，加上供货周期和货源极不稳定，再特殊领域应用受到限制。设计采用精密电阻串联在电流路径上，电路本身直接受到电阻精密程度的影响，电阻精度差会导致产品的一致性不好。另外随着电流大小的变化，电阻功耗随环境温度的变化而变化，电阻的阻值则会随着温度的变化而改变，最终导致采样的不准确影响到电路的精确程度。

发明内容

针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种基于电流互感器的板卡设备的电源热插拔保护电路解决了电阻阻值随温度变化导致采样的不准确影响到电路的精确程度的问题。

为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：一种基于电流互感器的板卡设备的电源热插拔保护电路，包括依次连接的初级保护电路、缓启动控制电路、缓启动开关和电流采集电路，所述初级保护电路还通过基准电路与过流控制电路连接，所述过流控制电路的输出端与缓启动开关连接，所述电流采集电路与过流控制电路的输入端连接，所述缓启动控制电路、电荷存储电路与泄流回路钳位电路依次连接。

进一步地：所述初级保护电路包括依次连接的背板电源输入、二极管D1、保险丝F1，所述保险丝F1还分别与接地整流二极管D2、电阻R1的一端、缓启动控制电路、缓启动开关、过流控制电路和基准电路连接。

进一步地：所述电荷存储电路包括电容C5，所述泄流回路钳位电路包括二极管D4、二极管D5、二极管D6和电阻R16，所述电阻R16的一端、二极管D4的正极、电容C5的一端连接，并连接缓启动控制电路、过流控制电路和电阻R9的一端，所述二极管D4的负极与二极管D5的正极连接，所述二极管D5的负极与二极管D6的正极连接，所述二极管D5的负极、电阻R16的另一端、电容C5的另一端均连接到地，所述电阻R9的另一端通过电阻R5与电阻R1的另一端连接。

进一步地：所述缓启动控制电路包括电阻R10、电阻R3、二极管D3、电阻R7、电容C4、三极管Q2，所述电阻R3、二极管D3、电容C4并联，且一端与电阻R1的一端连接，另一端与电阻R7的一端和缓启动开关连接，所述电阻R7的另一端与三极管Q2的集电极连接，所述三极管Q2的基极与电阻R10的一端连接，所述电阻R10的另一端与电阻R9的另一端连接，所述三极管Q2的发射极连接到地。

进一步地：所述缓启动开关为PMOS管Q1，所述PMOS管Q1的栅极与电阻R7的一端连接，所述PMOS管Q1的源极与电阻R1的一端连接，所述PMOS管Q1的漏极与电流采集电路连接。

进一步地：所述过流控制电路包括运放U1，所述运放U1的1引脚分别与电阻R6的一端、三极管Q3的基极、电阻R17的一端、二极管D7的负极连接，所述电阻R17的另一端和二极管D7的正极连接到地，所述三极管Q3的发射极连接到地，所述三极管Q3的集电极与电阻R10的另一端 连接，所述电阻R6的另一端连接电阻R2的一端，所述电阻R2的另一端分别与电阻R1的一端和基准电路连接，所述运放U1的3引脚通过电阻R15连接电流采集器，所述运放U1的4引脚和5引脚通过电阻R19连接，所述运放U1的6引脚分别与电容C6的一端和基准电路连接，所述运放U1的2引脚和电容C6的另一端连接到地。

进一步地：所述基准电路包括稳压器U2，所述稳压器U2的1引脚分别与电阻R8的一端、电阻R18的一端和电容C6的一端连接，所述电阻R8的另一端通过电阻R4与电阻R2的一端连接，所述稳压器U2的2引脚分别与电阻R18的另一端和电阻R20的一端连接，所述电阻R20的另一端和稳压器U2的3引脚连接到地。

进一步地：所述电流采集电路包括电流互感器L1，所述电流互感器L1的1引脚分别与电阻R11的一端、电阻R12的一端、电阻R13的一端、电阻R14的一端连接并连接到地，所述电流互感器L1的2引脚分别与电阻R11的另一端、电阻R12的另一端、电阻R13的另一端、电阻R14的另一端连接并连接电阻R15，所述电流互感器L1的4引脚连接PMOS管Q1的漏极连接，所述电流互感器L1的3引脚分别与接地电容C1、接地电容C2、接地电容C3连接并连接电源输出。

本发明的有益效果为：本发明是一种基于电流互感器的板卡设备的电源热插拔保护电路，它将采用电流互感器来实现一种全新的电源热插拔保护电路。相较于现有方案本发明具有以下优点：一是采用分立器件替代集成芯片提高了电路系统的可靠性。二是避免了使用电阻采集电流时温度变化导致采集电路精确程度的变化，从而提升了准确性。三是电流互感器厂家众多，技术成熟，器件成本低，货源充足使得本发明电路的器件成本相较于其他集成芯片搭建的电路成本降低了3/4。

附图说明

图1为背景技术中集成电路芯片的热插拔保护电路的原理图；

图2为本发明的原理图；

图3为本发明中初级保护电路图；

图4为本发明中缓启动控制电路图；

图5为本发明中电荷存储钳位泄流回路的电路图；

图6为本发明中缓启动开关PMOS管的输出特性图；

图7为本发明中电流采集电路图；

图8为本发明中过流控制电路图；

图9为本发明中基准电路图；

图10为本发明中系统上电的电流变化图；

图11为本发明中系统上电的流程图；

图12为本发明中系统下电的流程图；

图13为本发明整体电路图。

具体实施方式

下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

如图2和图13所示，一种基于电流互感器的板卡设备的电源热插拔保护电路，包括依次连接的初级保护电路、缓启动控制电路、缓启动开关和电流采集电路，所述初级保护电路还通过基准电路与过流控制电路连接，所述过流控制电路的输出端与缓启动开关连接，所述电流采集电路与过流控制电路的输入端连接，所述缓启动控制电路、电荷存储电路与泄流回路钳位电路依次连接。

如图3所示，所述初级保护电路包括依次连接的背板电源输入、二极管D1、保险丝F1，所述保险丝F1还分别与接地整流二极管D2、电阻R1的一端、缓启动控制电路、缓启动开关、过流控制电路和基准电路连接。

热插拔保护电路的输入级由D1、F1、D2，三个分立器件组成，其功能包括三个方面，一是防止电流反灌；二是将电压钳位到一定范围内，防止浪涌电压对后级电路的损害；三是保证后级保护电路失效或后级电路短路时，切断供电路径，防止板卡烧毁。

如图4所示，所述缓启动控制电路包括电阻R10、电阻R3、二极管D3、电阻R7、电容C4、三极管Q2，所述电阻R3、二极管D3、电容C4并联，且一端与电阻R1的一端连接，另一端与电阻R7的一端和缓启动开关连接，所述电阻R7的另一端与三极管Q2的集电极连接，所述三极管Q2的基极与电阻R10的一端连接，所述电阻R10的另一端与电阻R9的另一端连接，所述三极管Q2的发射极连接到地。

热插拔保护电路的缓启动控制电路由R10、R3、D3、R7、C5、R7、C4、Q2组成，缓启动控制电路最终通过控制和利用Q1的PMOS的变阻区的工作特性，实现对板卡后级电路进行缓慢充电，用以减小上电瞬间的浪涌电流。在缓启动控制电路中，R3两端电压不高于9.1V时，R3和R7进行分压后控制Q1缓启动MOS管；当R3两端电压经过分压后高于9.1V时，D3稳压二极管将R3两端电压钳位到9.1V，保障Q1缓启动MOS管的GS电压不超过额定电压值。

C4作为Q1缓启动MOS管G极滤波电容，能够提高G极电平稳定性，也能够延长MOS管处于可变电阻区的时间。

R10作为Q2三极管基极限流电阻，防止Q2导通时改变了电荷储能电路、泄流回路和钳位电路的特征。

如图5所示，所述电荷存储电路包括电容C5，所述泄流回路钳位电路包括二极管D4、二极管D5、二极管D6和电阻R16，所述电阻R16的一端、二极管D4的正极、电容C5的一端连接，并连接缓启动控制电路、过流控制电路和电阻R9的一端，所述二极管D4的负极与二极管D5的正极连接，所述二极管D5的负极与二极管D6的正极连接，所述二极管D5的负极、电阻R16的另一端、电容C5的另一端均连接到地，所述电阻R9的另一端通过电阻R5与电阻R1的另一端连接。

热插拔保护电路的电荷存储电路由R1、R5、R9和C5组成，电荷存储通过R1、R5、R9电阻将电荷累积到C5电容器中，C5两端的电压值在被钳压到2.1V之前，这使得C5存储的电荷值始终维持在设定的范围内，并不受输入电压值的影响。电压值可以通过方程t=RC*ln[(V1-V0)/(V1-Vt)]计算得到。C5电容两端的电压值最终会被D4、D5、D6二极管钳位到2.1V。

热插拔保护电路的钳位泄流回路由D4、D5、D6和R16组成，电荷存储电容C5的电压值最终被D4、D5、D6二极管钳位到2.1V。当系统掉电或者系统电流大于设定阈值，C5的电荷通过R16电阻进行泄流，是电荷存储电路里面的电荷尽快恢复到初值，保证下一次启动时系统能够按照设定流程正常启动。

所述缓启动开关为PMOS管Q1，所述PMOS管Q1的栅极与电阻R7的一端连接，所述PMOS管Q1的源极与电阻R1的一端连接，所述PMOS管Q1的漏极与电流采集电路连接。

热插拔保护电路缓启动开关选用DFN5x6封装的功率PMOS，

如图7所示，电流采集电路由L1、R11、R12、R13、R14组成，采用1：150的直流互感器来实现电流的采集，并通过R11、R12、R13、R14并联后将电流值转化为电压值。互感器的初级串联接到系统电源上形成Ia，互感器的次级线圈上会对生成Ib，Ib=Ia/150。在互感器的次级线圈两端并联R11、R12、R13、R14形成60Ω的负载，因此可以得到Vb=Ib*60Ω=Ia/150*60Ω。

如图8所示，过流控制电路采用单个单电源运算放大器作为过流控制电路的比较电路，其中R15为运发正极输入的限流电阻，使用运放内部的参考电源作为运放负极输入。当运放的正极输入的电压小于负极输入的电压时，运放的输出为0V低电平；相反，如果正极输入的电压大于负极输入的电压时，运放的输出为3.3V高电平。因运放的正极输入电压Vb正比于系统的电流Ia，当系统电源电流大于设定阈值时，运放输出的信号将作用于Q3三极管基极，将Q3集电极和发射极导通，Q3的使得Q2三极管关断，Q1的PMOS管也随之关断，L1的初级电流减小，U1运放的输出为低Q3截至，系统进入新循环从而保证了系统电流始终处于设定电流范围内。

过流控制电路中，R2、R6、R17组成了Q3三极管的偏置电压，使得U1的运放未启动前Q3为导通状态，系统中Q1的PMOS管将被关断。D7为5.1V稳压二极管，它将Q3的偏置电压钳位到5.1V范围内，防止过高的电压对运放造成损伤。

如图9所示，所述基准电路包括稳压器U2，所述稳压器U2的1引脚分别与电阻R8的一端、电阻R18的一端和电容C6的一端连接，所述电阻R8的另一端通过电阻R4与电阻R2的一端连接，所述稳压器U2的2引脚分别与电阻R18的另一端和电阻R20的一端连接，所述电阻R20的另一端和稳压器U2的3引脚连接到地。

基准电路用于给U1的运算放大器电路提供一个可靠稳定的基准电压，使得运放能够可靠的运行。基准电路由R4、R8、R18、R20和U2组成。R18、R20为U2的电压反馈电阻，用于调节U1的输出电压并使其维持在3.3V±1%。

本发明工作原理为：如图11所示，当系统上电后，输入的电流和电压将被初级保护电路进行过流、过压保护；输入的电压将同时进入电荷存储钳位泄流回路、缓启动控制电路、过流控制电路和基准状态。使得C5处于准备充电状态，Q1为关闭的初始状态，Q3为导通状态；当基准电路正常工作后，运放开始对正极输入和负极输入进行比较，此时因为Q1处于关闭Vc=0V,故运放输出为低Q3截止状态；Q3被截止，系统将通过R1、R5、R9开始对C5充电，缓启动控制电路开始工作并逐步将Q1控制在可变电阻区；随着C5不断不充电，存储的电荷越来越多，C5的两端电压也越来越高。使得Q1的PMOS管进入完全打开状态，系统电流进一步增大；随着系统电流的加大，电流采集电路的次级线圈电流也会正比例增大，当超过预设的电流值时运放的正输入极电压会超过负极输入极的电压值，并经过Q3、Q2最终关断Q1；当Ia减小到预设值以下时，过流控制电路重新控制Q3，使电路进入新一轮缓启动程序，系统上电的电流变化如图10所示。最终系统将以一个不超出预设值的电流使系统稳定上电。

如图12所示，系统下电后，电荷存储钳位泄流回路工作，关闭缓启动控制电路，此时，过流控制电路停止工作、电流采集电路开始采集电流或者基准电路停止工作，基准电路停止工作后，过流控制电路工作。