RF收发器

技术领域

本发明涉及一种射频(RF)收发器。

背景技术

在本文中，术语“RF”或表述“射频”表示3kHz和300GHz之间的频率范围，特别是300MHz和100GHz之间的频率范围。

RF收发器是众所周知的，并且广泛用于通信设备(例如，便携式或可穿戴设备)中，以根据通信标准在一个或多个频带上执行信号发射和接收，所述通信标准例如蓝牙(BT)、蓝牙低能量(BLE)、WCDMA、CDMA、GSM、用于蜂窝电话的LTE标准、用于无线LAN的IEEE 802.11协议等。

RF收发器通常包括用于接收路径和发射路径的单个RF天线端口。

发射路径通常包括高功率放大器。在该上下文中，“高功率放大器”表示具有在+15dBm到+30dBm范围内的输出功率的功率放大器。

高功率放大器可以有差分输出端子。在这种情况下，RF收发器通常包括平衡-不平衡变换器(balun)，该平衡-不平衡变换器包括初级绕组和次级绕组。通常，高功率放大器的差分输出端子耦合到初级绕组，并且次级绕组耦合到RF端口。

接收路径通常包括低噪声放大器。

高功率放大器根据需要针对高输出功率优化。不可避免地，对于大的退避(backoff)(例如，对于6dB的退避)，效率(即，输出功率和供应功率之间的比率)降低，特别是当输出功率降低时。

换句话说，当前最新技术的高功率放大器实现聚焦于在有限的功率范围内(通常在6dB退避内)优化效率。

在最新技术中，不仅对于+15dBm到+30dBm范围内的最大输出功率，而且对于0dBm附近(例如在从-5dBm到+5dBm的范围内)的较低输出功率，都需要改进的效率。

在最新技术中，对于大的退避(例如在20dB的退避范围内)也需要改进的效率。

文献US 11171683公开了一种RF收发器，其包括用于接收路径、第一发射路径和第二发射路径的单个RF天线端口。所描述的RF收发器包括第一发射路径中的高功率放大器、第二发射路径中的低功率放大器和开关网络。所描述的RF收发器可以工作在不同的操作模式中。在低功率发射模式(在本文中，BLE发射模式，诸如+7dBm模式，是低功率发射模式的一个示例)中，开关被断开和/或闭合，使得第二发射路径被用于发射(低)功率信号。在高功率发射模式(在本文中，蓝牙发射模式，诸如+13dBm模式，是高功率发射模式的一个示例)中，开关被断开和/或闭合，使得第一发射路径用于发射(高)功率信号。在接收模式中，开关被断开和/或闭合，使得接收路径用于接收信号。

然而，所描述的RF收发器有一些缺点。首先，接收路径包括与低功率放大器串联的在低功率放大器的输出处的开关。该开关承受高应力，特别是对于高电压和电流摆动，并且也会通过损坏低功率放大器和低噪声放大器而磨损。此外，当它处于闭合位置时，它在串联路径中引入欧姆电阻，从而耗散功率，这降低功率放大器效率。

第二，无法保护低噪声放大器免受由于功率放大器产生的应力，因为其输入没有直接接地。因此，RF收发器包括用于保护低噪声放大器的附加匹配网络，从而增加了RF收发器的组件数量。

最后但并非最不重要的是，开关网络被布置成使得在操作路径和非操作路径之间产生耦合。

发明内容

本发明的目的是提供一种RF收发器，其克服了最新技术的缺点和限制。

本发明的另一个目的是提供一种RF收发器，其不仅对于+15dBm到+30dBm范围内的输出功率而且对于0dBm左右(例如-5dBm到+5dBm范围内)的较低输出功率具有改进的效率。

本发明的另一个目的是提供一种RF收发器，其对于大的退避(例如在20dB的退避范围内)也具有改进的效率。

本发明的另一个目的是提供一种RF收发器，当那些路径中的一个在使用中时，使路径之间的耦合最小化。

本发明的另一个目的是提供一种没有与功率放大器的输出串联的开关的RF收发器。

根据本发明，这些目的通过所附权利要求的目的，尤其是通过根据权利要求1的RF收发器来实现。

根据本发明的RF收发器包括：

-用于接收路径、第一发射路径和第二发射路径的单个RF天线端口；

-包括初级绕组和次级绕组的平衡-不平衡变换器，其中次级绕组的第一端子耦合到RF天线端口。

在该上下文中，术语“耦合”不一定意味着“直接耦合”。例如，如果一个或多个组件被放置在次级绕组和RF天线端口之间，只要在次级绕组和RF天线端口之间存在RF信号路径，次级绕组就仍然被耦合到RF天线端口。

根据本发明，接收路径包括低噪声放大器，其包括耦合到次级绕组的第二端子的输入端子。

根据本发明，第一发射路径包括：

-高功率放大器，其包括耦合到初级绕组的差分输出端子，

-第一和第二开关，其在高功率放大器的每个差分输出端子和地电位或高功率放大器的第一差分输出端子之间，

-第三电容器，其在第一开关和地电位之间，或者在第一开关和高功率放大器的高功率放大器的第一差分输出端子之间，以及

-第四电容器，其在第二开关和地电位之间或者在第二开关和高功率放大器的第二差分输出端子之间。

根据本发明，第二发射路径包括

-低功率放大器，其具有耦合到RF天线端口的输出端子，以及

-第三开关，其在低功率放大器的输出端子和地电位之间。

根据本发明，“低功率放大器”表示具有0dBm左右的输出功率的功率放大器。

根据本发明，RF收发器被配置为：

-当第一、第二和第三开关处于闭合位置时的高功率发射模式，其中在高功率发射模式中，第一发射路径被布置成向RF天线端口提供高功率RF信号，

-当第一、第二和第三开关处于断开位置时的低功率发射模式，其中在低功率发射模式中，第二发射路径被布置成向RF天线端口提供低功率RF信号，

-当第一、第二和第三开关处于断开位置时的接收模式，其中在接收模式中，接收路径被布置为从RF天线端口接收第三RF信号。

根据本发明，没有两条路径同时操作。换句话说，根据本发明，每次总是有单个路径操作。

根据本发明的RF收发器的特定布置允许不仅对于从+15dBm到+30dBm的范围内的输出功率，而且对于0dBm左右(例如从-5dBm到+5dBm的范围内)的较低输出功率，改进其效率。

根据本发明的RF收发器的特定布置也允许对于大退避(例如在20dB的退避范围内)提高其效率。

根据本发明的RF收发器，尤其是高功率放大器的每个差分输出端子和地电位之间的第一和第二开关、第一开关和地电位之间(或者第一开关和高功率放大器的第一差分输出端子之间)的第三电容器、以及第二开关和地电位之间(或者第二开关和高功率放大器的第二差分输出端子之间)的第四电容器，允许最小化(多个)未使用路径和当前使用路径之间的耦合。

有利的是，根据本发明的RF收发器没有与功率放大器的输出串联的开关，因此没有与该串联开关相关的所有上述缺点。根据本发明的RF收发器在接收路径中也没有串联开关。

此外，根据本发明的RF收发器的特定布置可以通过从仅包括接收路径和高功率发射路径的现有RF收发器开始获得。低功率发射路径可以容易地以对高功率放大器操作和低噪声放大器操作二者的最小干扰添加到该现有的RF收发器。

在一个实施例中，RF收发器包括：

-第四开关，其在次级绕组的第二端子和地电位之间，

-第一匹配电容器，其在次级绕组的第一端子和低功率放大器的输出端子之间，

其中

-第一发射路径被配置成当第四开关处于闭合位置时向RF天线端口提供第一RF信号，

-第二发射路径被配置成当第四开关处于闭合位置时向RF天线端口提供第二RF信号，

-接收路径被配置成当第四开关处于断开位置时从RF天线端口接收第三RF信号。

在一个实施例中，RF收发器包括：

-第一匹配电容器，其在次级绕组的第一端子和RF天线端口之间，

其中低功率放大器的输出端子耦合到次级绕组的第二端子。

在一个实施例中，RF收发器包括：

-第二匹配电容器，其在低噪声放大器的输入端子和次级绕组的第二端子之间。

在一个实施例中，高功率放大器和低功率放大器中的至少一个是非线性类功率放大器。

D、D

在一个实施例中，高功率放大器和低功率放大器中的至少一个是D类放大器。

在一个实施例中，高功率放大器是反相D类放大器。

在一个实施例中，低功率放大器是单端低功率放大器。

在一个实施例中，高功率放大器和低功率放大器中的至少一个包括用FDSOI(全耗尽绝缘体上硅)工艺实现的晶体管，RF收发器包括在高功率放大器和低功率放大器中的至少一个的最终级中的背栅控制模块，用于控制晶体管的背栅电压。该实施例是根据本发明的RF收发器的可能优化。

在一个实施例中，高功率放大器和低功率放大器中的至少一个包括DC-DC转换器模块，用于控制(例如用于降低)高功率放大器和低功率放大器中的至少一个的最终级的DC电源。该实施例是根据本发明的RF收发器的另一种优化。

在一个实施例中，高功率放大器和低功率放大器中的至少一个包括占空比控制模块，用于控制高功率放大器和低功率放大器中的至少一个的最终级中的相位路径的占空比。该实施例是根据本发明的RF收发器的另一种优化。

在一个实施例中，RF收发器包括用于仅驱动高功率放大器的一部分的模块，以便优化RF收发器的效率。该实施例是根据本发明的RF收发器的另一种优化。

附图说明

本发明的示例性实施例在说明书中公开，并由附图示出，其中：

图1A示意性地示出了根据本发明的一个实施例的RF收发器。

图1B示意性地示出了根据本发明的另一个实施例的RF收发器。

图2A示意性地示出了根据本发明的另一个实施例的RF收发器。

图2B示意性地示出了根据本发明的另一个实施例的RF收发器。

图3示意性地示出了根据本发明的另一个实施例的RF收发器的一部分。

图4A示意性地示出了根据本发明的另一个实施例的RF收发器。

图4B示意性示出了根据本发明的另一个实施例的RF收发器。

图5示意性地示出了根据本发明的另一个实施例的RF收发器的一部分。

图6示意性地示出了根据本发明的另一个实施例的前置功率放大器模块prePA。

具体实施方式

图1A示意性示出了根据本发明的一个实施例的RF收发器100。

图1A的RF收发器100包括用于接收路径、第一发射路径和第二发射路径的单个RF天线端20，以及包括初级绕组11和次级绕组12的平衡-不平衡变换器10，其中次级绕组12的第一端子1耦合到RF天线端20。

特别地，图1A的RF收发器100的接收路径包括RF天线端20、平衡-不平衡变换器10的次级绕组12、在低噪声放大器LNA的输入端子和次级绕组12的第二端子2之间的第二匹配电容器Cm2。

图1A的RF收发器100的第一发射路径被布置成发射高功率。它包括：

-高功率放大器HPA，其包括耦合到平衡-不平衡变换器10的初级绕组11的差分输出端子3、4，

-第一和第二开关S1相应地S2，其在高功率放大器HPA的每个差分输出端子3、4和地电位之间，

-在第一开关S1和地电位之间的电容器C1，以及

-第二开关S2和地电位之间的另一个电容器C2。

图1A的RF收发器100的第二发射路径被布置成发射低功率。它包括：

-低功率放大器LPA，其具有经由第一匹配电容器Cm1耦合到RF天线端20的输出端子5，以及

-在低功率放大器LPA的输出端子5和地电位之间的第三开关S3。

尽管图1A中所示的低功率放大器LPA具有单端输出，但它也可以具有差分输出。在这种情况下，可能需要额外的平衡-不平衡变换器来将RF信号耦合到平衡-不平衡变换器10。

尽管图1A中所示的低功率放大器LPA是反相器，但是该实施例不应该被认为是限制性的，并且可以使用其他类型的低功率放大器LPA。此外，为了提供RF功率控制，也可以使用具有单独使能能力的反相器的阵列来代替单个反相器。

图1A的RF收发器100还包括在低功率放大器LPA的输出端子5和地电位之间的第三开关S3，以及在平衡-不平衡变换器10的第二端子2和地电位之间的第四开关S4。

在图1A的实施例中，第二发射路径经由第一匹配电容器Cm1向天线端20馈电，从而绕过第一发射路径。

在图1A的实施例中，在第一发射路径的操作期间，所有开关S1到S4闭合。在接收路径的操作期间，所有开关S1到S4断开。在第二发射路径的操作期间，只有开关S4是闭合的，其它开关S1到S3是断开的。

在图1A的实施例中，第一和第二发射路径在不使用时表现出高输出阻抗，这是最小负载，因此不会干扰正在操作的发射路径。

在图1A的实施例中，占空比和/或限幅(slicing)技术可以用于(多个)第一和/或第二发射路径的功率放大器。

在图1A的实施例中，第二匹配电容器Cm2有助于低噪声放大器LNA的匹配。

根据本发明的RF收发器的特定布置允许不仅对于从+15dBm到+30dBm范围内的输出功率，而且对于0dBm左右(例如从-5dBm到+5dBm范围内)的较低输出功率，改进其效率。

根据本发明的RF收发器的特定布置也允许改进其对于大退避(例如在20dB的退避范围内)的效率。

根据本发明的RF收发器，特别是高功率放大器的每个差分输出端子和地电位之间的第一和第二开关S1、S2，第一开关S1和地电位之间的第三电容器C1，以及第二开关S2和地电位之间的第四电容器C2，允许最小化(多个)未使用路径和当前使用路径之间的耦合。

有利的是，根据本发明的RF收发器没有与功率放大器的输出串联的开关，因此没有与该串联开关相关的所有上述缺点。

此外，根据本发明的RF收发器的特定布置可以通过从仅包括接收路径和高功率发射路径的现有RF收发器开始获得。低功率发射路径可以容易地以对高功率放大器操作和低噪声放大器操作二者的最小干扰添加到该现有RF收发器。

申请人执行的模拟显示，与没有第二发射路径的图1A的相同RF收发器100相比，图1A的RF收发器100具有改进的效率并且降低电流消耗。例如，对于0dBm输出功率，仅耗散3.7mA，而不是10mA，而对于4dBm输出，耗散为6mA，而不是17mA。因此，效率分别从10％和15％提高到27％和47％。

图1B示意性地示出了根据本发明的另一个实施例的RF收发器。该实施例与图1A的实施例的不同之处在于，第三电容器C1位于第一开关S1和高功率放大器HPA的差分输出端子4之间，并且第四电容器C2位于第二开关S2和高功率放大器HPA的差分输出端子3之间。

图2A示意性示出了根据本发明的另一个实施例的RF收发器100。

图2A的RF收发器100包括用于接收路径、第一发射路径和第二发射路径的单个RF天线端口20，以及包括初级绕组11和次级绕组12的平衡-不平衡变换器10，其中次级绕组12的第一端子1耦合到RF天线端口20。

特别地，图2A的RF收发器100的接收路径包括RF天线端口20、平衡-不平衡变换器10的次级绕组12、在低噪声放大器LNA的输入端子和次级绕组12的第二端子2之间的第二匹配电容器Cm2。

图2A的RF收发器100的第一发射路径被布置成发射高功率。它包括：

-高功率放大器HPA，其包括耦合到平衡-不平衡变换器10的初级绕组11的差分输出端子3、4，

-第一和第二开关S1相应地S2，其在高功率放大器HPA的每个差分输出端子3、4和地电位之间，

-在第一开关S1和地电位之间的电容器C1，以及

-第二开关S2和地电位之间的另一个电容器C2。

图2A的RF收发器100的第二发射路径被布置成发射低功率。它包括：

-低功率放大器LPA，其具有对应于平衡-不平衡变换器10的第二绕组的第二端子2的输出端子，所述平衡-不平衡变换器10的第二绕组经由第一匹配电容器Cm1耦合到RF天线端口20，以及

-在低功率放大器LPA的输出端子2和地电位之间的第三开关S3。

同样，尽管图2A所示的低功率放大器LPA具有单端输出，但它也可以具有差分输出。在这种情况下，可能需要附加的平衡-不平衡变换器。

同样，尽管图2A中所示的低功率放大器LPA是反相器，但是该实施例不应该被认为是限制性的，并且可以使用其他类型的低功率放大器LPA。此外，也可以使用反相器的阵列来代替单个反相器，以允许RF功率控制。

图2A的RF收发器100没有图1A的实施例的第四开关S4。

在图2A的实施例中，第二发射路径在平衡-不平衡变换器10的次级绕组12的底部向天线端口20馈电，与低噪声放大器LNA输入并联。

在图2A的实施例中，在第一发射路径的操作期间，所有开关S1到S3是闭合的。在接收路径的操作期间，所有开关S1到S3是断开的。在第二发射路径的操作期间，所有开关S1到S3也是断开的。

在图2A的实施例中，第一和第二发射路径在不使用时表现出高输出阻抗，这是最小负载，因此不会干扰正在操作的发射路径。

同样在图2A的实施例中，占空比和/或限幅技术可以用于(多个)第一和/或第二发射路径的功率放大器。

在图2A的实施例中，匹配电容器Cm1和Cm2有助于低噪声放大器LNA的匹配。匹配电容器Cm1也有助于功率放大器LPA的匹配。

图2B示意性地示出了根据本发明的另一个实施例的RF收发器。该实施例与图2A的实施例的不同之处在于，第三电容器C1位于第一开关S1和高功率放大器HPA的差分输出端子4之间，并且第四电容器C2位于第二开关S2和高功率放大器HPA的差分输出端子3之间。

在一个优选实施例中，例如可以与图1A、1B、2A或2B的实施例之一相结合，高功率放大器HPA和低功率放大器LPA中的至少一个是非线性类功率放大器。

D、D

在一个优选实施例中，例如可以与图1A、1B、2A或2B的实施例之一相结合，高功率放大器HPA和低功率放大器LPA中的至少一个是D类放大器。

在一个优选实施例中，例如可以与图1A、1B、2A或2B的实施例之一相结合，高功率放大器HPA是反相D类放大器。

图3示意性地示出了根据本发明的另一个实施例的RF收发器的一部分。在该实施例中，高功率放大器和低功率放大器PA中的至少一个包括用FDSOI工艺实现的晶体管，RF收发器包括在高功率放大器和低功率放大器PA中的至少一个(的最终级)中的背栅控制模块30，用于控制晶体管的背栅电压。

该实施例是根据本发明的RF收发器100的可能的优化，其允许优化对于小退避(例如高达3dB的退避)的效率。它特别适用于非线性功率放大器PA。事实上，高背栅电压，即高达2伏的背栅电压，使得PA的晶体管电阻较小。

在图3所示的实施例中，背栅控制模块30包括数模转换器DAC。

在图3所示的实施例中，(低或高)功率放大器PA包括级联结构(cascode)40，这对于该实施例来说不是必需的。

尽管在图3的实施例中，(低或高)功率放大器PA包括差分时钟(或相位)输入，但这对于该实施例来说不是必需的，该实施例也适用于具有单端输入和/或不同于差分相位输入的差分输入的功率放大器。

图4A示意性示出了根据本发明的另一个实施例的RF收发器100。该实施例包括根据本发明的RF收发器100的可能优化。它适用于所有(线性或非线性)(高和/或低)功率放大器PA。

图4A所示的(低或高)功率放大器PA包括差分(时钟)输入和两个主分支6、7，每个输入clkp和clkm一个。在一个优选实施例中，分支6、7中的每一个包括并联的若干(例如但不限于256个)限幅，所述限幅可以经由AND(与)模块60相应地70由多位amp信号单独使能，以便控制RF功率。图4A中所示的(低或高)功率放大器PA还包括在AND模块60相应地70处的幅度数据amp的输入。

尽管在图4A的实施例中，(低或高)功率放大器PA包括差分相位输入和幅度数据输入，但这对于该实施例来说不是必需的，该实施例也适用于具有单端输入、不同于差分相位输入的差分输入和/或没有幅度数据输入的功率放大器。

尽管在图4A的实施例中，(低或高)功率放大器PA包括级联结构40(供应有C-PA和VDDPA供应电压)，但是同样这对于该实施例来说不是必需的。

功率放大器PA被供应有电压VDDPA。

图示的电容器C和电阻器R允许偏置功率放大器PA。它们的布置不应该被认为是限制性的。

静电放电保护ESD的存在也不应被认为是限制性的。

在一个实施例中，平衡-不平衡变换器10的第二绕组12两端的负载电压VL的一次谐波(1)的峰值(p)(命名为VL1p)，由下式给出：

其中

τ是射频信号的占空比，

T是RF信号周期，

VDD是PA供应电压VDDPA，

L1是平衡-不平衡变换器10的第一绕组11的电感，

L2是平衡-不平衡变换器10的第二绕组12的电感，

RL是负载的电阻，

ω0是RF频率信号，单位为rad/s。

负载上的功率PL可根据以下公式写出：

此处两个公式的组合表明，可以通过(例如利用DC-DC转换器)修改PA供应电压VDD来控制(低或高)功率放大器PA的输出功率。

例如，可以降低功率放大器PA的最终级的DC电源。例如，将电源减半会导致10dB的退避和15％的效率损失。效率降低，因为平衡-不平衡变换器10不可避免地针对最大功率优化。

作为补充或替代，此处以上两个公式的组合表明，也可以通过修改RF信号占空比τ来控制(低或高)功率放大器PA的输出功率。

因此，可以使用(多个)相位路径clkp和/或clkm中的占空比控制。例如，使功率降低6dB(通过例如在最终级中使脉冲变窄)导致恒定供应的10％的效率降低。

可以使用占空比控制来代替DC电源控制，或者与它同时使用，这取决于应用。

图4B示意性示出了根据本发明的另一个实施例的RF收发器。该实施例不同于图4A的实施例在于，第三电容器C1位于第一开关S1和高功率放大器HPA的第一差分输出端子之间，并且第四电容器C2位于第二开关S2和高功率放大器HPA的第二差分输出端子之间。

图5示意性地示出了根据本发明的另一个实施例的RF收发器的一部分。它显示了在退避期间使用占空比控制和DC电源控制用于效率优化。

特别地，外部电源VDDPA由DC-DC转换器经由一个或多个电压调节器Reg来控制，从而还允许控制级联结构供应电压，如果级联结构存在的话。

频率f(例如f＝5GHz)可以被分频器DIV分频，用于为前置功率放大器模块prePA产生输入频率fin(例如fin＝2.5GHz)。图5的前置功率放大器模块prePA也接收幅度数据amp′和时钟信号(具有例如400MHz的时钟频率)。前置功率放大器模块prePA允许控制(低或高)功率放大器PA的相位差分输入clkp和clkm的占空比。

图6示意性地示出了根据本发明的另一个实施例的前置功率放大器模块prePA。它包括占空比控制模块80，用于控制高功率放大器和低功率放大器中的至少一个的最终级中的相位路径的占空比。该实施例是根据本发明的RF收发器的另一种优化。

图6的前置功率放大器模块prePA还包括延迟模块90，用于控制时钟相位和/或最小化集成振荡器的上拉，该集成振荡器合成发射的RF信号。

图6的前置功率放大器模块prePA还包括数据触发器(flip-flop)50，该数据触发器50接收幅度数据amp′和时钟信号clk，并产生用于AND模块60的输出信号，该输出信号由使能信号en使能。

在一个实施例中(未示出)，RF收发器100包括用于仅驱动高功率放大器的一部分的模块，以便优化RF收发器的效率。该实施例是根据本发明的RF收发器的整体效率的另一种优化。

附图中使用的参考标记

1 平衡-不平衡变换器的次级绕组的第一端子

2 平衡-不平衡变换器的次级绕组的第二端子

3 高功率放大器的第一端子

4 高功率放大器的第二端子

5 低功率放大器的输出端子

10 平衡-不平衡变换器

11 平衡-不平衡变换器的第一绕组

12 平衡-不平衡变换器的第二绕组

20 天线端口

30 背栅控制模块

40 级联结构

50 数据触发器

60 AND模块

70 AND模块

80 占空比控制模块

90 延迟模块

100 RF收发器

amp、amp′ 幅度数据

C 电容器

C1 电容器

C2 电容器

Clk 时钟

Clkm 时钟减

Clkp 时钟加

Cm1 第一匹配电容器

Cm2 第二匹配电容器

C-PA 级联结构供应电压

en 使能信号

ESD 静电放电保护

DIV 分频器

f 频率

fin 输入频率

HPA 高功率放大器

LNA 低噪声放大器

LPA 低功率放大器

PA (低或高)功率放大器

PrePA 前置功率放大器模块

R 电阻器

Reg 电压调节器

Rfio RF 输入输出

RFvss RF供应电压

VDDPA PA 供应电压。