三相四桥臂辅助变流器的控制方法及装置

技术领域

本发明涉及一种三相四桥臂辅助变流器的控制方法及系统，具体地说，尤其涉及一种提高高频辅助变流器单相负载带载能力的三相四桥臂辅助变流器的控制方法及装置。

背景技术

列车辅助变流器将高压直流电(DC1500V/DC750V)转化成三相交流电(AC380V)，为列车中压负载提供电能。常规的中压负载比较单一，不平衡负载少，采用三相三线制输出制式即可满足要求。但是，随着城市轨道交通的发展，城轨列车的中压负载日益复杂，除了平衡负载之外，电热、照明、单相插座、动态地图等负载的引入要求辅助变流器具备一定的单相负载带载能力，一般采用三相四线制输出制式。

列车辅助变流器通常将电网供电侧和列车负载侧进行电气隔离，常规的隔离

技术有工频变压器隔离和高频变压器隔离。前者常采用D/Yn型变压器，输出N线由工频变压器二次侧引出；高频变压器隔离拓扑中，输出N线由三相滤波电容中点或前端支撑电容中点引出。采用工频隔离技术的辅助变流器，当接入单相不平衡负载时，其单相负载电流流入变压器，会引起变压器二次侧磁路不平衡现象，长时间工作会引起绕组发热不均，影响绝缘性能，但对输出电压影响较小；采用高频隔离技术的辅助变流器，当N线由三相滤波电容中点引出，接入单相不平衡负载时，单相负载电流流入三相滤波电容，不仅会引起输出电压不平衡现象(参见图1)，其中图1为U相带载1kW，上部为输出电压波形，下部为输出电流波形。而且长时间工作在不平衡状态会降低三相滤波电容的使用寿命；当N线由前端支撑电容中点引出，接入单相不平衡负载时，虽然对输出电压影响较小，但单相负载电流流入前端直流侧支撑电容，会给前端支撑电容带来额外的电流应力，增加损耗，同时串联电容增加回路杂散电感，在功率器件关断时会产生高电压尖峰，影响器件使用寿命。显然，采用工频隔离技术的辅助变流器在不平衡负载工况下的性能优于高频隔离辅助变流器，但其在体积、重量、噪声等方面不具优势，与当前倡导的“绿色出行”概念相悖。

目前，基于高频隔离技术的辅助变流器是城市轨道交通领域发展的主要方向，为提高高频辅助变流器单相负载带载能力，因此急需开发一种克服上述缺陷的提高高频辅助变流器单相负载带载能力的三相四桥臂辅助变流器的控制方法及装置。

发明内容

针对上述问题，本发明提供一种三相四桥臂辅助变流器的控制方法，其中，所述三相四桥臂辅助变流器的逆变单元包括第四桥臂，所述第四桥臂的输出点经电感连接交流输出N线，所述控制方法包括：

电压采集步骤：采集三相输出电压；

第一补偿结果获取步骤：根据所述三相输出电压通过正负同步旋转坐标变换获得所述三相输出电压的正序分量和负序分量，对所述正序分量和所述负序分量进行闭环控制获得正序分量补偿结果和负序分量补偿结果；

第二补偿结果获取步骤：根据所述三相输出电压通过对称分量法获得所述三相输出电压的零序电压分量，对所述零序电压分量进行反馈补偿获得零序分量补偿结果；

三相输出电压平衡步骤：根据所述正序分量补偿结果、所述负序分量补偿结果及所述零序分量补偿结果进行三维空间旋转矢量调制获得控制脉冲，将所述控制脉冲施加于所述逆变单元的桥臂获得平衡的三相输出电压。

上述的控制方法，其中，所述第一补偿结果获取步骤包括：

两相转换电压获得步骤：对所述三相输出电压进行3/2变换和PARK变换获得两相转换电压；

双DQ变换步骤：对所述两相转换电压进行所述正负同步旋转坐标变换和剔除二倍频分量后获得四个变量；

滤波步骤：对四个所述变量进行低通滤波获得直流分量U

PID控制步骤：将输出电压目标值作为给定值，将所述直流分量U

上述的控制方法，其中，所述第二补偿结果获取步骤包括：

零序电压分量获取步骤：根据所述三相输出电压通过对称分量法获得所述零序电压分量；

PR控制步骤：将所述零序分量作为反馈值，将0作为目标值，经过比例-谐振控制得到输出结果U

上述的控制方法，其中，所述三相输出电压平衡步骤包括：

变换步骤：对所述正序分量补偿结果及所述负序分量补偿结果分别进行3/2逆变换和PARK逆变换获得三相转换电压，根据所述三相转换电压及所述零序分量补偿结果获得第一电压、第二电压及第三电压；

三维调制波电压获得步骤：根据所述第一电压、所述第二电压及所述第三电压通过扇区判断、矢量作用时间计算及七段式开关电压矢量作用顺序得到三维调制波；

控制脉冲获得步骤：将所述三维调制波与三角载波进行对比获得对应所述逆变单元的每一桥臂的开关器件的控制脉冲；

控制调节步骤：根据每一所述控制脉冲对应控制每一所述开关器件的动作。

上述的控制方法，其中，所述控制脉冲获得步骤包括：

所述三角载波大于所述三维调制波时输出高电平脉冲，所述三角载波小于所述三维调制波时输出低电平脉冲。

上述的控制方法，其中，所述控制调节步骤包括：每一桥臂的上桥臂的所述开关器件与其下桥臂的所述开关器件的动作相反。

本发明还提供一种三相四桥臂辅助变流器的控制装置，其中，所述三相四桥臂辅助变流器的逆变单元包括第四桥臂，所述第四桥臂的输出点经电感连接交流输出N线，所述控制装置包括：

电压采集单元，采集三相输出电压；

第一补偿结果获取单元，根据所述三相输出电压通过正负同步旋转坐标变换获得所述三相输出电压的正序分量和负序分量，对所述正序分量和所述负序分量进行闭环控制获得正序分量补偿结果和负序分量补偿结果；

第二补偿结果获取单元，根据所述三相输出电压通过对称分量法获得所述三相输出电压的零序电压分量，对所述零序电压分量进行反馈补偿获得零序分量补偿结果；

三相输出电压平衡单元，根据所述正序分量补偿结果、所述负序分量补偿结果及所述零序分量补偿结果进行三维空间旋转矢量调制获得控制脉冲，将所述控制脉冲施加于所述逆变单元的桥臂获得平衡的三相输出电压。

上述的控制装置，其中，所述第一补偿结果获取单元包括：

两相转换电压获得模块，对所述三相输出电压进行3/2变换和PARK变换获得两相转换电压；

双DQ变换模块，对所述两相转换电压进行所述正负同步旋转坐标变换和剔除二倍频分量后获得四个变量；

低通滤波模块，对四个所述变量进行低通滤波获得直流分量U

PID控制模块，将输出电压目标值作为给定值，将所述直流分量U

上述的控制装置，其中，所述第二补偿结果获取单元包括：

零序电压分量获取模块，根据所述三相输出电压通过对称分量法获得所述零序电压分量；

PR控制模块，将所述零序分量作为反馈值，将0作为目标值，经过比例-谐振控制得到输出结果U

上述的控制装置，其中，所述三相输出电压平衡单元包括：

变换模块，对所述正序分量补偿结果及所述负序分量补偿结果分别进行3/2逆变换和PARK逆变换获得三相转换电压，根据所述三相转换电压及所述零序分量补偿结果获得第一电压、第二电压及第三电压；

SVPWM调制模块，根据所述第一电压、所述第二电压及所述第三电压通过扇区判断、矢量作用时间计算及七段式开关电压矢量作用顺序得到三维调制波；

控制脉冲获得模块，将所述三维调制波与三角载波进行对比获得对应所述逆变单元的每一桥臂的开关器件的控制脉冲；

控制调节模块，根据每一所述控制脉冲对应控制每一所述开关器件的动作。

综上所述，本发明相对于现有技术其功效在于：本发明的三相四桥臂辅助变流器的控制方法及装置采用对称分量法进行分解，再对正序、负序和零序分量进行分别补偿，以克服不平衡现象。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书以及附图中所指出的结构来实现和获得。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为电压不平衡现象的波形图；

图2为本发明的三相四桥臂辅助变流器的电路示意图；

图3为本发明的控制方法的流程图；

图4为图3中步骤S2的流程图；

图5为图3中步骤S3的流程图；

图6为图3中步骤S4的流程图；

图7为本发明的控制装置的结构示意图；

图8为平衡的三相输出电压的波形图；

图9为直流分量获得的流程图；

图10为PID控制的流程图；

图11为PR控制流程图；

图12为SVPWM调制示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地说明，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，但并不作为对本发明的限定。另外，在附图及实施方式中所使用相同或类似标号的元件/构件是用来代表相同或类似部分。

关于本文中所使用的“第一”、“第二”、“S1”、“S2”、…等，并非特别指称次序或顺位的意思，也非用以限定本发明，其仅为了区别以相同技术用语描述的元件或操作。

关于本文中所使用的方向用语，例如：上、下、左、右、前或后等，仅是参考附图的方向。因此，使用的方向用语是用来说明并非用来限制本创作。

关于本文中所使用的“包含”、“包括”、“具有”、“含有”等等，均为开放性的用语，即意指包含但不限于。

关于本文中所使用的“及/或”，包括所述事物的任一或全部组合。

关于本文中的“多个”包括“两个”及“两个以上”；关于本文中的“多组”包括“两组”及“两组以上”。

关于本文中所使用的用语“大致”、“约”等，用以修饰任何可以微变化的数量或误差，但这些微变化或误差并不会改变其本质。一般而言，此类用语所修饰的微变化或误差的范围在部分实施例中可为20％，在部分实施例中可为10％，在部分实施例中可为5％或是其他数值。本领域技术人员应当了解，前述提及的数值可依实际需求而调整，并不以此为限。

某些用以描述本申请的用词将于下或在此说明书的别处讨论，以提供本领域技术人员在有关本申请的描述上额外的引导。

请参照图2-图3，图2为本发明的三相四桥臂辅助变流器的电路示意图；图3为本发明的控制方法的流程图。如图2-图3所示，本发明的三相四桥臂辅助变流器在后端的逆变单元，增加了第四桥臂Sn，同时第四桥臂的输出点经电感Ln，连接到交流输出N线。本发明通过第四桥臂Sn的开关动作，可使不平衡负载电流流入该桥臂，保证输出电压的平衡性和三相滤波电容电流的均衡性，提高输出电压波形质量。本发明的控制方法包括：

电压采集步骤S1：采集三相输出电压；

第一补偿结果获取步骤S2：根据所述三相输出电压通过正负同步旋转坐标变换获得所述三相输出电压的正序分量和负序分量，对所述正序分量和所述负序分量进行闭环控制获得正序分量补偿结果和负序分量补偿结果；

第二补偿结果获取步骤S3：根据所述三相输出电压通过对称分量法获得所述三相输出电压的零序电压分量，对所述零序电压分量进行反馈补偿获得零序分量补偿结果；

三相输出电压平衡步骤：根据所述正序分量补偿结果、所述负序分量补偿结果及所述零序分量补偿结果进行三维空间旋转矢量调制获得控制脉冲，将所述控制脉冲施加于所述逆变单元的桥臂获得平衡的三相输出电压。

首先通过获取三相输出电压UN、VN、WN，然后将三相电压经过3/2变换和PARK变换，该变换可以消除交流电压中的直流分量，再经过双DQ变换，分离三相输出电压的正序分量和负序分量，对其分别进行闭环控制获得正序分量补偿结果和负序分量补偿结果。其次，利用对称分量法获取三相输出电压UN、VN、WN中的零序分量，该零序分量为交流信号，采用比例谐振控制器进行反馈补偿获得零序分量补偿结果。最后，将正、负序的补偿结果和第二步零序分量的补偿结果，作用于三维空间旋转矢量(3D-SVPWM)调制器得到调制波形，将调制波形与载波比较，得到控制脉冲，如图8所示，将得到的控制脉冲对应地作用于每一桥臂的功率器件，最终得到平衡的三相输出电压。其中，图7为U相带载1kW，上部为输出电压波形，下部为输出电流波形。

请参照图4、图9及图10，图4为图3中步骤S2的流程图；图9为直流分量获得的流程图；图10为PID控制的流程图。如图4、图9及图10所示，所述第一补偿结果获取步骤S2包括：

两相转换电压获得步骤S21：对所述三相输出电压进行3/2变换和PARK变换获得两相转换电压；

双DQ变换步骤S22：对所述两相转换电压进行所述正负同步旋转坐标变换和剔除二倍频分量后获得四个变量；

滤波步骤S23：对四个所述变量进行低通滤波获得直流分量U

PID控制步骤S24：将输出电压目标值作为给定值，将所述直流分量U

具体地说，通过电压采集装置获取的三相输出电压UN、VN、WN，经过3/2变换-双DQ变换获得三相电压直流变换后的正、负序分量，计算方式如下，首先将三相输出电压UN、VN、WN进行3/2变换和PARK变换：

，其中U

正序变换：

负序变换：

剔除二倍频分量，进行解耦如下：

将解耦后的变量U

请参照图5及图11，图5为图3中步骤S3的流程图；图11为PR控制流程图。如图5及图11所示，所述第二补偿结果获取步骤S3包括：

零序电压分量获取步骤S31：根据所述三相输出电压通过对称分量法获得所述零序电压分量；

PR控制步骤S32：将所述零序分量作为反馈值，将0作为目标值，经过比例-谐振控制得到输出结果U

具体地说，利用对称分量法获得UN、VN、WN零序电压分量U

将三相电压零序分量U

其中，PR控制器为比例-谐振控制器，其s域传递函数表达式为

请参照图6及图12，图6为图3中步骤S4的流程图；图12为SVPWM调制示意图。如图6及图12所示，所述三相输出电压平衡步骤S4包括：

变换步骤S41：对所述正序分量补偿结果及所述负序分量补偿结果分别进行3/2逆变换和PARK逆变换获得三相转换电压，根据所述三相转换电压及所述零序分量补偿结果获得第一电压、第二电压及第三电压；

三维调制波电压获得步骤S42：根据所述第一电压、所述第二电压及所述第三电压通过扇区判断、矢量作用时间计算及七段式开关电压矢量作用顺序得到三维调制波；

控制脉冲获得步骤S43：将所述三维调制波与三角载波进行对比获得对应所述逆变单元的每一桥臂的开关器件的控制脉冲；

控制调节步骤S44：根据每一所述控制脉冲对应控制每一所述开关器件的动作。

其中，所述控制脉冲获得步骤S43包括：

所述三角载波大于所述三维调制波时输出高电平脉冲，所述三角载波小于所述三维调制波时输出低电平脉冲。

其中，所述控制调节步骤S44包括：每一桥臂的上桥臂的所述开关器件与其下桥臂的所述开关器件的动作相反。

由于S

每个扇区的参数标号可以通过如下计算得到：

RP＝1+k

然后通过下表1电压矢量占空比计算结果和下表2七段式电压矢量转换表得到调制波比较值。其中u

表1：

表2：

请参照图7，图7为本发明的控制装置的结构示意图。如图7所示，所述控制装置包括：

电压采集单元11，采集三相输出电压；

第一补偿结果获取单元12，根据所述三相输出电压通过正负同步旋转坐标变换获得所述三相输出电压的正序分量和负序分量，对所述正序分量和所述负序分量进行闭环控制获得正序分量补偿结果和负序分量补偿结果；

第二补偿结果获取单元13，根据所述三相输出电压通过对称分量法获得所述三相输出电压的零序电压分量，对所述零序电压分量进行反馈补偿获得零序分量补偿结果；

三相输出电压平衡单元14，根据所述正序分量补偿结果、所述负序分量补偿结果及所述零序分量补偿结果进行三维空间旋转矢量调制获得控制脉冲，将所述控制脉冲施加于所述逆变单元的桥臂获得平衡的三相输出电压。

其中，所述第一补偿结果获取单元12包括：

两相转换电压获得模块121，对所述三相输出电压进行3/2变换和PARK变换获得两相转换电压；

双DQ变换模块122，对所述两相转换电压进行所述正负同步旋转坐标变换和剔除二倍频分量后获得四个变量；

低通滤波模块123，对四个所述变量进行低通滤波获得直流分量U

PID控制模块124，将输出电压目标值作为给定值，将所述直流分量U

其中，所述第二补偿结果获取单元13包括：

零序电压分量获取模块131，根据所述三相输出电压通过对称分量法获得所述零序电压分量；

PR控制模块132，将所述零序分量作为反馈值，将0作为目标值，经过比例-谐振控制得到输出结果U

其中，所述三相输出电压平衡单元14包括：

变换模块141，对所述正序分量补偿结果及所述负序分量补偿结果分别进行3/2逆变换和PARK逆变换获得三相转换电压，根据所述三相转换电压及所述零序分量补偿结果获得第一电压、第二电压及第三电压；

SVPWM调制模块142，根据所述第一电压、所述第二电压及所述第三电压通过扇区判断、矢量作用时间计算及七段式开关电压矢量作用顺序得到三维调制波；

控制脉冲获得模块143，将所述三维调制波与三角载波进行对比获得对应所述逆变单元的每一桥臂的开关器件的控制脉冲；

控制调节模块144，根据每一所述控制脉冲对应控制每一所述开关器件的动作。

综上所述，本发明通过增加第四桥臂及中线电感，采用正、负、零序电压控制算法增加了辅助变流器单相负载带载能力。在同工况下，采用本发明提出的控制方法，其仿真波形如图8所示，单相负载带载能力大大增强，解决了非工频隔离不平衡负载工况下电压不平衡问题。现有技术中的分裂电容方案，大大缩写了前端支撑电容和三相滤波电容的重量和体积，降低了回路的杂散电感，具有一定的优越性。

尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。