旋转电机及汽车用电动辅机系统

技术领域

本发明涉及一种旋转电机和汽车用电动辅机系统。

背景技术

近年来，随着液压系统向电动系统的转变，以及混合动力汽车和电动汽车市场扩大的趋势，电动助力转向(以下简称EPS)装置和电动制动装置的安装率迅速增大。此外，在将怠速熄火和制动等一部分驾驶操作自动化的车辆普及的背景下，在提高驾驶舒适性的同时，车厢内的静音化也取得了进展。

作为与车厢内的振动、噪声相关联的起因于电动机的激振源，有电动机的转矩变动分量(齿槽转矩和转矩脉动)和在电动机的定子和转子之间产生的电磁激振力。其中，由转矩变动分量产生的振动能量通过电动机的输出轴传输到车厢内，由电磁激振力产生的振动能量通过EPS装置的机械部件等传输到车厢内。由于这些振动能量传输到车厢内，导致车厢内发生振动和噪声。

例如，在EPS装置中，由于电动机辅助方向盘操作，驾驶员通过方向盘在手上感受到电动机的齿槽转矩、转矩脉动和电磁激振力引起的电动机振动。此外，由转矩脉动和电磁激振力引起的电动机振动有时会通过方向盘产生噪声，有时会通过其它路径到达车厢内前板而产生噪声。

为了抑制这种情况，在EPS装置中使用的电动机中，一般要求将齿槽转矩抑制在小于辅助转矩的1/1000，将转矩脉动抑制在小于辅助转矩的1/100。此外，电磁激振力的主要空间模式的最小阶数最好大于2。

另一方面，在导入自动驾驶时，假设方向盘和EPS装置不像以往那样机械连结，而是通过电信号连接。在这种情况下，认为经由方向盘的振动和噪声消失，电动机振动允许上限值被缓和，并且在无人驾驶的情况下，电动机振动允许上限值被进一步缓和。在有人自动驾驶的情况下，驾驶员转向时的方向盘与EPS装置的连接存在机械或电气的区别，认为后者的电动机振动允许上限值比前者要缓和。

另外，关于电动机的转矩脉动，阶数为NS磁极的对数的6倍的6阶分量为基本阶数，12阶以上为高阶分量，但越高阶，传输途中的衰减越大，因此可以认为高阶分量的电动机振动允许上限值被缓和。由此，认为随着自动驾驶的导入，电动机振动允许上限值的变化在增加的同时，有缓和的趋势。另外，在方向盘和EPS装置机械连接的情况下，也认为存在转矩脉动高阶分量的允许上限值被缓和的情况。

这里，作为用于EPS装置的电动机，通常从小型化以及可靠性的观点出发，使用永磁体式无刷电动机(以下称为“永磁体式旋转电机”)。永磁体式旋转电机大致有输出密度优异的表面磁体式(SPM)和磁体成本优异的嵌入磁体式(IPM)，无论是哪一种，基于降低磁体成本的观念，大多使用分离成与极数相应个数的磁体。。

例如，嵌入磁体式通常使用具有磁体收纳空间的一体式转子芯体。由于一体式转子芯体具有较高的转子磁极制造精度，因此能缩短转子磁极与定子之间的气隙长度。虽然磁体收纳空间的桥接部的磁漏使转矩低于表面磁体式，但是通过缩短气隙长度，能抑制转矩降低。此外，由于能使用矩形磁体，因此能降低磁体成本。

这里，在要求如以往严格的转矩脉动允许上限值时，在IPM的情况下也使用仅利用磁体转矩的突出磁极形状的电动机。其理由是，利用磁阻转矩时，转矩脉动为5％左右，与上述的转矩脉动允许上限值的偏离较大。

另外，在EPS装置中，由于正向和反向双向旋转，因此需要使磁极周围的磁通分布在两个旋转方向上对称，使用对称形状的磁极。

专利文献1中记载了利用磁阻转矩的无刷电动机的现有技术。在专利文献1所记载的无刷电动机中，绕组为短节距绕组，转矩脉动比全节距绕组减小，并且在外周为正圆形的转子中，“包括转子，该转子具有在磁体的磁极之间形成的多个磁辅助凸极部和设置在上述磁体的侧面上的第一磁空隙”，“在上述转子的磁辅助凸极部，相对于d轴对称且相对于q轴不对称地形成第二磁空隙”(权利要求书)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2016-154445号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

在专利文献1中公开的无刷电动机中，转矩脉动的将还有许多改进的余地。

解决技术问题所采用的技术方案

本发明的一个方式是一种包括转子芯体的嵌入永磁体式旋转电机，所述转子芯体具有：位于各个磁极部且在周向方向上比在径向方向上要长的磁体插入孔；在所述磁体插入孔的两端的内周侧的磁体止动部；在所述磁体止动部的外周侧的空隙；在所述空隙的外周侧的桥接部；在相邻的所述磁体插入孔之间的q轴芯体；在所述磁体插入孔两端的磁体止动部之间的矩形形状的磁体收纳部；在所述磁体收纳部的外周侧的伞状芯体；在所述伞状芯体和所述桥接部之间的第一连接部；以及在所述q轴芯体和所述桥接部之间的第二连接部。夹在通过所述q轴芯体的q轴垂直方向上的最小宽度Wq的两端的两条假想的q轴方向直线之间的转子芯体外周部位于以旋转轴为中心且半径与转子半径大致一致的圆上。所述伞状芯体、所述第一连接部和所述桥接部的芯体外周轮廓由圆弧形成。所述桥接部的宽度Wb小于所述磁体收纳部的径向长度Tmg/2。所述伞状芯体的磁极中心的径向厚度Hc在所述圆弧的中心角扩大到极距端时的假想圆弧的径向厚度Hcm的0.5～1.0倍的范围内。所述Wq的中心角在π/(3×极数)的0.4～0.9倍的范围内。所述Wq在所述Hc的1.15～2.5倍的范围内。

发明效果

根据本发明的一个实施方式，能利用磁阻转矩来减小转矩脉动。

附图说明

图1是实施方式1的永磁体式旋转电机的旋转面内剖视图。

图2是图1的定子芯体部的立体图。

图3是实施方式1的转子的剖视图。

图4是实施方式1的转子的截面的磁极附近的放大图。

图5是表示配置在槽内的线圈的相序的说明图。

图6是双系统绕组的驱动电路的结构的说明图。

图7A是图6所示的驱动电路的另一结构例的说明图。

图7B是四系统绕组的线圈配置的概念图。

图8是产生磁阻转矩和磁体转矩的磁通的说明图。

图9是图5所示的电路结构图中产生的转矩的说明图。

图10是示出了图5所示的电路结构的转矩脉动6阶分量的计算值的说明图。

图11是说明本发明的形状范围的图。

图12A是形状尺寸的定义的说明图。

图12B是图12A的桥接部附近的放大图和形状尺寸的定义的说明图。

图13是脉动的开始点的说明图。

图14是脉动12阶分量的相位的说明图。

图15是Wq和脉动波形的说明图。

图16是Hc与气隙的归一化磁体磁通密度分布的关系的说明图。

图17是Hc和脉动波形的说明图。

图18是实施方式1的转矩脉动12阶分量和转矩脉动6阶分量的计算值的说明图。

图19A是实施方式2的磁极部附近的放大图。

图19B是图19A的桥接部附近的放大图和形状尺寸的定义的说明图。

图20是磁极圆弧半径与气隙的归一化磁体磁通密度分布的关系的说明图。

图21是实施方式3的磁极部附近的放大图。

图22是实施方式4的磁极部附近的放大图。

图23A是实施方式5的磁极部附近的放大图。

图23B是图23A的桥接部附近的放大图和形状尺寸的定义的说明图。

具体实施方式

参照附图适当地详细说明实施方式。另外，在各附图中，对相同的构成要素赋予相同的标号，省略说明。

(实施方式1)

用图1至图4说明本发明的实施方式1的具有转子芯体的永磁体式旋转电机1的结构。图1是实施方式1的永磁体式旋转电机1的旋转面内剖视图。图2是图1的定子芯体部的立体图。图3是实施方式1的转子20的剖视图。图4是实施方式1的永磁体式旋转电机1的截面的磁极附近的放大图，并且是将图1中虚线包围的X部放大示出的图。

如图1所示，本实施方式的永磁体式旋转电机1是10极60槽分布绕组的永磁体式旋转电机，在其外周侧配置有大致环状的定子10，在其内周侧配置有大致柱状的转子20。在定子10和转子20之间设有气隙30。定子10具有定子芯体100、芯体背部110、齿部130和多个绕组140，并且隔着气隙30与转子20相对地配置。

图2示出了配置在图1所说明的永磁体式旋转电机1的定子芯体100上的绕组结构。如图所示，分段线圈由波形绕组构成，分段线圈的插入侧的相反侧通过连接部145电连接，以使得能以电气方式构成波形绕组。使用焊料、Tig焊接和激光焊接作为连接方式。

一个槽中设有四个导体，并且第一系统绕组141由定子芯体的内周侧的两个导体构成。此外，第二系统绕组142由第一系统绕组141的外周侧的剩余两个绕组构成。上述双系统绕组具有在系统之间设置绝缘构件11以避免机械接触或电接触的结构。因此，各个系统的绕组的引出线包括从内周侧引出的第一系统绕组引出线147和从外周侧引出的第二系统绕组引出线148。

在本实施方式中，双系统绕组被设计成从左右相反侧取出以避免机械接触。另外，各个系统绕组由三相绕组构成。搭接线143连接到同相绕组。卷绕开始的线和卷绕结束的线都引出到控制电路侧，在构成三相电动机时，通过继电器电连接卷绕结束的所有三相线。

返回到图1，定子10例如以如下方式形成。首先，在层叠了电磁钢板的整体冲压芯体后得到的定子芯体层叠体的内周侧形成多个放射状的齿部130。然后，在各个齿部130上设置绕组来形成绕组140之后，通过冷缩配合或压入到未图示出的壳体中来进行一体化。以这种方式形成定子10。

此外，如图3所示，本实施方式的转子20具有层叠电磁钢板而得到的芯体即转子芯体200、以及作为旋转轴的轴300。转子芯体200例如具有相对于磁极中心线对称的形状，并且外周轮廓为正圆。在转子芯体200的外周上沿周向设置有10极的磁极部220。磁极部220具有圆弧状的外周端(磁极圆弧)219。各个磁极部220具有一个磁体插入孔201，该磁体插入孔201在周向方向上比在径向方向上要长，并且在磁体插入孔201的两端的内周侧具有磁体止动部211。

磁体插入孔201中，在磁体止动部211之间具有矩形形状的磁体收纳部(空间)212。永磁体210配置在磁体收纳部212中。在图3的示例中，磁体收纳部212包括被永磁体210占据的区域、永磁体210的外周侧和内周侧之间的空隙、以及永磁体210和空隙213之间的空隙。

此外，如图4所示，本实施方式的转子20在磁体止动部211的外周侧具有空隙213，并且在空隙213的外周侧具有桥接部242。空隙213是磁体插入孔201的一部分。此外，转子20在磁体收纳部212的外周侧具有伞状芯体230，在伞状芯体230与桥接部242之间具有连接部1(244)。

此外，转子20在相邻的磁体插入孔201之间具有q轴芯体221。夹在通过q轴芯体221的q轴垂直方向上的最小宽度(以下称为Wq)的两端的两条假想的q轴方向直线VL1和VL2之间的转子芯体外周部250位于以旋转轴为中心且半径与转子半径大致一致的圆上。具体地说，转子芯体外周部250位于转子半径的圆上或其附近，也可以与转子半径相距几十μm左右，还可以具有径向长度为几十μm左右的槽或突部。在q轴芯体221和桥接部242之间有连接部2(243)。宽度Wq将在后面参照图12A描述。

此外，伞状芯体230、连接部1(244)和桥接部242的芯体外周轮廓以圆弧形成，桥接部242的径向宽度(以下称为Wb)小于磁体收纳部212(或磁体插入孔201)的径向长度(以下称为Tmg)/2(例如，形成层叠芯体的电磁钢板的厚度以下)。宽度Wb和长度Tmg将在后面参照图12A描述。这里，将伞状芯体230、连接部1(244)和桥接部242的芯体外周轮廓设为圆弧，但是也可以在磁极中央部具有不会使转矩脉动12阶分量劣化的形状，例如具有径向长度为几十μm左右的凸部。有时在磁极中央部设置小槽也是有效的(在实施例5中后述)。

接下来，用图5说明定子10的各槽的各线圈的配置。在图5中，U、V、W的大写字母与小写字母表示电流方向相反。在图5的情况下，将作为第一系统的线圈的1U11、1U13配置在槽号1的内径侧。此外，将剩余的1U12和1U14线圈配置在槽号2中。这些线圈串联地电连接。此外，外径侧的第二系统绕组在槽号2中配置有2U11和2U13线圈，在槽号3中配置有剩余的2U12和2U14线圈。这些线圈串联地电连接。

由于第二系统绕组相对于第一系统绕组偏移一个槽，因此结果能设置30°的电相位差。这是因为在10极60槽的情况下，偏移一个槽就是偏移一个极对的1/12，表示偏移30°电角度。假设第一系统绕组和第二系统绕组同相位，则第一系统绕组驱动磁体磁极的磁场的相位和第二系统绕组驱动磁体磁极的磁场的相位偏移30°，从而各自的转矩和脉动之间产生差异。

本实施方式的嵌入永磁体式旋转电机1具有连接到包括一个以上三相逆变器的第一驱动电路的第一系统绕组141和连接到包括一个以上三相逆变器的第二驱动电路的第二系统绕组142。图6示出了一个三相逆变器连接到一个系统绕组的示例，图7A示出了三个三相逆变器连接到一个系统绕组的示例。

图6示出了驱动双系统绕组的电路框图的一个示例。对结构进行说明。驱动电路1(40)和驱动电路2(41)分别连接到由三相绕组构成的第一系统绕组141和与第一系统绕组141具有30°电角度的相位差的第二系统绕组142。

在驱动电路中包括逆变器电路和控制用ECU。此外，驱动电路分别具有相电流的检测单元CtU1～CtW2，使得能够反馈各相的电流，并且通过测量相对于电流指令实际流动的电流来校正两个系统之间的不平衡。从而可以调整第二系统绕组的电流相位。

独立的电池Bat1和Bat2连接到各个驱动电路40、41，并且用于对电池Bat1和Bat2充电的发电机42也具有独立的系统端子。由此，能彼此独立地向驱动电路40、41供电。

在图6中，说明了发电机42是从一个壳体提供独立的发电电压的结构，但是也可以从两个发电机分别提供发电电压从而将两个系统完全分开。此外，驱动电路1(40)和驱动电路2(41)具有通信单元43，使得能够掌握彼此的状况，并且能够在发生异常时进行动作以帮助故障侧的电动机驱动降低的部分。

图7A示出了在图6所示的双系统电动机驱动电路40、41中内置能提高电动机输出的单元的电路结构。与图6所示的结构例的差异在于由电池独立变为电池统一，并且从驱动电路1(40)向发电机42输出发电指令电压Vref。驱动电路1(40)包括ECU1(81)和逆变器(INV)1(61)、INV2(62)和INV3(63)。ECU1(81)和INV1(61)、INV2(62)、INV3(63)分别通过布线71、72、73连接。驱动电路2(41)包括ECU2(82)和INV1(64)、INV2(65)和INV3(66)。ECU2(82)和INV1(64)、INV2(65)、INV3(66)分别通过布线74、75、76连接。将通信单元43配置在驱动电路1(40)(ECU1(81))和驱动电路2(41)(ECU2(82))之间，使得能交换彼此的状态。

另外，图7B表示系统绕组为四个系统时的线圈配置的概念。这是到中途的区间构成一个系统绕组，剩余的线圈构成下一个系统，而不是整周形成一个系统绕组的示例。在图7B中示出第一系统绕组15由整周的一半构成，由剩余的一半构成第二系统绕组16。此外，配置在其外周上的第三系统绕组17和第四系统绕组18通过将系统的切换部偏移90°机械角后形成。通过使第一系统绕组15、第二系统绕组16、第三系统绕组17和第四系统绕组18的切换部分偏移，具有能缓和在第一系统绕组15和第二系统绕组16中产生的转矩不平衡以及在第三系统绕组17和第四系统绕组18中产生的转矩不平衡的效果。

将第一逆变器连接到第一系统绕组15，将第一逆变器连接到第二系统绕组16，将第一逆变器连接到第三系统绕组17，以及将第一逆变器连接到第四系统绕组18，通过使用四个逆变器由四个系统驱动具有图7B所示的四系统绕组的电动机。当连接到一个系统绕组例如第二系统绕组16的驱动电路发生异常时，由剩余的三个系统运行，但是通过将第一系统绕组15与第三系统绕组17和第四系统绕组18重叠地配置，从而能缓和第三系统绕组17和第四系统绕组18之间的转矩不平衡。

这里，在仅使用磁体转矩的情况下的旋转电机中，通过使气隙中的磁体磁场和绕组磁场接近正弦波形状来减小转矩脉动。特别地，对于转子，磁极外周与定子之间的距离随着从磁极中央接近磁极端部而变得更远，并且使q轴芯体与定子之间的距离变得特别大，使得磁体磁场接近正弦波形状，有助于磁阻转矩的磁通难以通过转子芯体。由于定子具有与表面磁体式相同的结构，所以当正弦波电流施加到绕组上时产生的来自定子的磁场在气隙中变为正弦波形状。

与此相对，使用图8说明利用磁阻转矩的情况。在图8中，夹在两条假想的q轴方向直线VL1、VL2之间的转子芯体外周部250靠近定子10，产生磁阻转矩的磁通MF1从定子10通过转子芯体200，从而产生磁阻转矩。此外，通过使转子芯体磁极部220接近圆筒形，并使产生磁阻转矩的磁通MF2从定子10通过转子芯体磁极部220，从而产生磁阻转矩。

此时，由于磁体磁通MF3也容易通过定子10侧，所以与仅使用磁体转矩的情况相比，转矩增加得更大。另一方面，关于转矩脉动，由于受到磁体转矩的脉动和磁阻转矩的脉动两者的影响，因此与仅使用磁体转矩的情况相比，转矩脉动进一步增加。

发明人发现利用磁阻转矩能减小转矩脉动。下面对其结构和原理进行说明。这里研究的转矩脉动是在磁极对的中心角范围内存在6个波长的6阶分量和存在12个波长的12阶分量。首先，对转矩脉动6阶分量的降低进行说明。

图9中示出如图5所示构成绕组的电动机在双系统分别能够产生最大转矩的电流相位角下运行时产生的转矩波形T1、T2、以及将各系统产生的转矩叠加后得到的合成转矩Tout的波形。由第一系统绕组驱动磁体磁极的磁场的相位和由第二系统绕组驱动磁体磁极的磁场的相位一致。此外，在第一系统绕组和磁体磁极中产生的转矩脉动和在与第二系统绕组相邻的磁体磁极中产生的转矩脉动的6阶分量的符号相反。

由第二系统绕组产生的转矩T2相对于由第一系统绕组产生的转矩T1能抵消以60°电角度的周期重复的转矩脉动，并且合成转矩Tout的波形能成为转矩脉动较小的波形。因此，对于电动助力转向用的电动机来说，能表现出非常好的性能。

由于该6阶分量的抵消仅由相对于系统绕组的转子旋转位置和各系统绕组的相位来决定，因此认为不仅是磁体转矩，磁阻转矩也成立。因此，认为通过双系统绕组的相位差通电，能充分减小转矩脉动6阶分量。利用图10所示的磁场分析而得到的转矩脉动6阶分量的计算结果的曲线图，来说明利用本实施方式的结构来减小转矩脉动6阶分量。

图10所示的曲线图是两个系统的总电流为115A的情况，横轴表示电流的相位角，纵轴表示转矩脉动6阶分量。由于在转子高速旋转时使用的电流相位角到85度左右为止以抑制磁体磁通减小反电动势电压，因此即使在较大的相位角下，转矩脉动也较小为优选。

在图10中，比较了在系统间设定相位差为30°电角度的情况和没有相位差的短节距绕组的情况。结果，当系统间相位差为30°时，转矩脉动6阶分量在电流相位角85°以下大致为1％以下，而当系统间无相位差时，转矩脉动6阶分量在电流相位角较大时特别大。由此可知，在系统间设定相位差，对降低转矩脉动6阶分量有很大效果。

在此，对其他绕组结构进行阐述。永磁体式旋转电机1的极数例如为8极、10极、12极或14极中的任一种，转子芯体200具有相对于磁极中心线对称的形状。因此，在双向旋转电机中表现出良好的特性。例如，永磁体式旋转电机1的极数和槽数为8极48槽、10极60槽、12极72槽或14极84槽。在这些分布绕组的极数和槽数的组合中，对于极对产生6阶和12阶转矩脉动，因此能通过同样的结构来减小转矩脉动。

在图5中，消除了内外同相线圈的槽偏移，使相邻槽的同相线圈为不同系统的情况下，由于无相位差时的系统与1个全节距绕组相同，因此转矩脉动比短节距绕组要大。此时，在转矩脉动最小的最佳系统间相位差30°的情况下，与上述结构例同样地可以减小转矩脉动6阶分量。

然而，在该结构例中，当系统间相位差偏离了最佳相位差角度时，转矩脉动比图5的绕组结构更容易增加。这是因为无相位差为全节距绕组，转矩脉动大于图5的无相位差的短节距绕组。为了将转矩脉动6阶分量控制在1％左右，最佳的系统间相位差(30°)的4/5(24°)至6/5(36°)的范围成为相位差的允许范围。与此相对，当相邻槽的同相线圈为不同系统时，最佳的系统间相位差的9/10至11/10的范围成为相位差的允许范围。

另外，在图5的结构例中，在与磁体磁极相对的槽的范围内有2个同相线圈槽，但是在同相线圈槽仅有1个的情况下，在内外系统分离时，若最佳相位角度差为2倍，虽然能够减小转矩脉动，但是转矩降低。

在集中绕组的情况下，双系统设定相位差有时有效，有时无效。例如，当在旋转方向上观察时存在U相线圈，并且与下一个U相线圈的机械角度差在电角度上看来不是180°的整数倍的情况下，通过设定相位差能使绕组磁通驱动磁体磁极的相位一致，因此能利用系统间相位差。但是，在8极12槽那样2：3系列的情况下，或者在16极12槽那样4：3系列的情况下，在旋转方向上观察时存在U相线圈，与下一个U相线圈的机械角度差在电角度上看来为360°，因此无法利用系统间相位差。另一方面，在10极12槽或14极18槽的情况下，利用系统间相位差能减小转矩脉动6阶分量。

由此可知，在利用磁阻转矩减小转矩脉动时，可以使用能够通过双系统的相位差通电来减小6阶分量的定子。因此，能够减小上述转矩脉动6阶分量的定子和能够减小12阶分量的转子芯体结构的旋转电机能够通过更适当地利用磁阻转矩来减小转矩脉动。以下对转矩脉动12阶分量的降低进行说明。能够减小12阶分量的转子芯体结构能适用于具有与能够减小6阶分量的定子结构不同的结构的定子的旋转电机。

研究结果发现在图3和图4中所说明的嵌入永磁体式旋转电机1的转子芯体形状中，(1)伞状芯体230的径向厚度Hc在从伞状芯体的外周到展开极距角(2π/极数)的假想弦为止的长度Hcm的0.5～1.0倍的范围内；(2)从转子20的旋转中心观察Wq的角度(中心角)在π×转子半径/(3×极数)的0.4～0.9倍的范围内；(3)Wq在Hc的1.15～2.5倍的范围内时，能实现利用磁阻转矩的同时减小转矩脉动12阶分量。在后面参照图12A描述厚度Hc和长度Hcm。

此外，对本实施方式的转子形状是为了减小转矩脉动12阶分量而使磁阻转矩脉动和磁体转矩脉动的12阶分量抵消的形状进行说明。此时，磁阻转矩脉动和磁体转矩脉动的12阶分量的相位相反，振幅相等。图11中示出了上述形状条件范围，其中将Hc作为横轴，将Wq作为纵轴。

图11的绘有阴影的六边形的范围内是本实施方式的形状范围。该形状范围被夹在垂直于Hc轴的直线Hc/Hcm＝0.5和直线Hc/Hcm＝1.0之间，并且被夹在估算垂直于Wq轴的直线Wq的中心角＝0.4和估算直线Wq的中心角＝0.9之间。另外，被夹在直线Wq/Hc＝1.15和直线Wq/Hc＝2.5之间。

此外，图12A和图12B示出了图4的转子芯体形状的各个部分的尺寸的定义。图12B是图12A的桥接部242附近的放大图。在图12A中，Rt是转子半径，Rmg是磁极圆弧半径。磁极圆弧半径Rmg是磁极圆弧219的曲率半径。Wb是桥接宽度，例如大致固定。Wmg是磁体收纳部212的周向长度，Tmg是磁体收纳部212(磁体插入孔201)的径向长度。

Hc是磁极外周部的伞状芯体厚度。伞状芯体厚度Hc是伞状芯体230的磁极中心的径向厚度。Hcm是从伞状芯体的外周到展开极距角(2π/极数)的假想弦的长度。长度Hcm是磁极圆弧219的中心角扩大到极距端为止时的假想圆弧的径向厚度。Wq为q轴芯体宽度。

在图12B中，Rq是从q轴芯体221连接到桥接部242的连接部2(243)的内周侧的圆弧半径(曲率半径)，Ls1是磁体收纳部212的外周的端部与桥接部242之间的距离。Lb是桥接部242的长度。此时，自动地决定We(磁体收纳部212的外周的端部与q轴芯体221之间的距离)和W1(磁体收纳部212的外周的端部处的伞厚度)。

首先，使用图13说明转矩脉动的相位。如图13所示，产生磁阻转矩的磁通沿着从转子磁极的q轴芯体221通过磁体的内周侧并流向相邻的q轴芯体221的路径流动。由于磁阻转矩是定子10吸引转子芯体200时产生的，因此吸引力的上升以q轴芯体221的周向端部为开始位置而进行，脉动的上升也是以q轴芯体221的周向端部为开始位置。因此，由于开始位置的旋转角度根据q轴芯体宽度而改变，所以脉动相位改变。

另一方面，由于产生磁体转矩的磁通是从磁体磁极流向相邻磁体磁极的路径，并且N极和S极两个磁极合二为一，因此脉动的节点(峰)的基准位置在磁极的中央。此时，即使振幅随磁体周向长度变化，脉动相位也不会改变。

此外，若认为磁体转矩脉动与齿槽转矩同样地是在磁体旋转方向上的前方产生的脉动和后方产生的反向脉动的合成脉动，则合成脉动的相位不变。当前方脉动和后方脉动的相位因磁体周向宽度而偏移时，合成脉动的相位不变，而振幅改变。当气隙的磁体磁通密度分布的周向范围改变时，也会发生相同的现象。

当将转子20的极数设为P时，当气隙的磁体磁通密度分布的范围在中心角小于4π/3P的状态扩展到大于4π/3P的状态时，合成脉动的振动变小，并且振动方向反转。因此，气隙的磁体磁通密度分布的范围优选为中心角接近4π/3P。

利用图13和图14说明磁阻转矩脉动的相位与磁体转矩脉动的12阶分量的相位相反的形状。如上所述，在图13中，磁阻转矩脉动的开始位置为点Sr，磁体转矩脉动的开始位置可以设为距磁极中心2π/3P中心角的点Sm。点Sr和点Sm之间的中心角为π/3P+π/6P＝1.5π/3P。

另外，如图14所示，12阶分量的一个周期为π/3P，磁阻转矩脉动和磁体转矩脉动的开始位置延迟1.5个周期，因此磁阻转矩脉动和磁体转矩脉动的相位相反。此时，可知如果磁阻转矩脉动和磁体转矩脉动的12阶分量的振幅相同，则被抵消，合成脉动减小。

此时的尺寸为：(1)Wq的中心角≤π/3P，(2)Wmg的中心角≤4π/3P，(3)We的中心角≤π/6P。这里，可以设为Wq的中心角+Wmg的中心角+We的中心角×2＝2π/P。

为了将与磁体转矩脉动的相位差设为1.5个周期，条件(1)是必要的。此时，产生磁阻转矩的磁通从上升到结束为止的旋转角是与12阶分量周期相同的π/3P，产生的磁阻转矩脉动的主体为12阶分量。Wq的中心角的上限小于π/3P是因为连接部2(243)的径向长度大于桥接宽度，并且沿周向连接到桥接部242。考虑到与定子等距离的q轴芯体外周轮廓部的中心角有效扩大，研究结果Wq的中心角/(π/3P)上限值为0.9。

为了使气隙的磁体磁通密度分布的范围适当(约4π/3P)，条件(2)是必需的。此外，由于通过连接部1(244)使磁体磁通周向扩展，因此需要小于4π/3P。

结果，对于条件(3)，We的中心角大于π/6P。此外，在We的中心角中包括连接部1(244)、桥接部242和连接部2。此外，如果We的中心角>π/6P，则只要Wb较小，就可以减少从磁体磁极到相同磁体的另一磁极的漏磁通，从而有效地保持较大的磁体转矩。此时，Wb优选为层叠形成转子芯体的电磁钢板的厚度以下。此外，桥接部242的长度Lb的中心角优选为(π/6p)×0.6以上。

由于上述连接部2的径向长度大于桥接宽度，并且在周向上连接到桥接部242，因此Wq的中心角的下限小于π/3P，并且研究结果Wq的中心角/(π/3P)的下限值为0.4。但是，如果在Wq的范围内的q轴芯体上有凹部，则磁阻转矩脉动的12阶分量减小，同时高阶分量增大。

在此，探讨是否存在其他有效的形状范围。考虑增大Wq的中心角，减小Wmg的中心角，大幅应用磁阻转矩的情况。在这种情况下，例如Wq的中心角～2π/3P、Wmg的中心角～3π/3P，磁阻转矩脉动的12阶分量的相位提前π/3P/2(半个周期)，磁体转矩脉动的相位不变，因此磁阻转矩脉动与磁体转矩脉动的相位相同，无法抵消，转矩脉动仍然较大。

此外，当Wq的中心角～3π/3P，Wmg的中心角～2π/3P时，由于磁体转矩小，相同尺寸的转矩减小，并不优选。由此，为了减少转矩脉动12阶分量，需要在一定程度上限制磁阻转矩的利用。

关于上述估算Wq的中心角的范围，通过磁场分析对磁阻转矩的波形和磁体转矩的波形进行研究，从而如下说明。可以通过预先将计算转矩时的电磁钢板内的磁导率分布作为数值数据存储，并利用该磁导率分布数据在没有磁体磁通但有电流的条件下进行计算来算出磁阻转矩波形。磁体转矩能通过从转矩中减去磁阻转矩来计算出。因此，说明在本发明的转子形状中，磁阻转矩和磁体转矩的脉动波形的相位相反。

图15中示出Hc/Hcm＝0.694，Wq的中心角/(π/3P)为0.432、0.577、0.721(在10极60槽的Wq的中心角为2.59°、3.46°、4.32°)时的电流相位角为30°的脉动波形。另外，在形状范围图中示出计算形状在形状范围内的位置。图15的脉动波形是从转矩波形中减去平均转矩来算出的。

如图15所示，当Wq的中心角/(π/3P)为0.577时，磁体转矩脉动和磁阻转矩脉动的相位相反，振幅接近，合成脉动较小。另一方面，当Wq的中心角/(π/3P)为0.432时，磁阻转矩脉动的相位延迟，合成脉动较大。当Wq的中心角/(π/3P)为0.721时，磁阻转矩脉动的相位提前，合成脉动较大。磁体转矩脉动的相位也发生了变化，但该变动在Wq和Wmg发生较大变化时也不会变大，相对于形状变化大致固定。由此可知，通过磁场分析能确认Wq对磁阻转矩脉动的相位有影响。

若通过磁场分析，搜索转矩脉动小于2％的形状，则0.5≤Wq的中心角/(π/3P)≤0.75。若搜索转矩脉动小于4％的形状，则0.4≤Wq的中心角/(π/3P)≤0.9，范围成比例地增加。因此，当转矩脉动由以往的5％改善为小于4％时，成为0.4≤Wq的中心角/(π/3P)≤0.9的形状范围，但更优选为0.5≤Wq的中心角/(π/3P)≤0.75的形状范围。

接着，说明本实施方式的转子芯体形状使磁阻转矩脉动和磁体转矩脉动的12阶分量的振幅接近，磁阻转矩脉动和磁体转矩脉动抵消，从而充分减小转矩脉动的12阶分量。转矩脉动12阶分量与由极数和槽数决定的齿槽转矩的最低阶的12阶分量的阶数相同。

当间隙磁体磁通密度分布的范围约为4π/3P时，能减小齿槽转矩12阶分量。另外，在间隙磁体磁通密度分布范围约为4π/3P时，相同阶数的磁体转矩脉动12阶分量也有减小的趋势。因此，当Wmg的中心角≤4π/3P时，Wmg的中心角需要接近4π/3P。但是，为了使磁阻转矩脉动和磁体转矩脉动抵消，磁阻转矩脉动12阶分量不能太小。

这里，用图16说明伞状芯体230的径向长度Hc对气隙的磁体磁通密度分布的影响。气隙的磁体磁通密度分布是通过磁场分析计算出来的。图16示出了在本实施方式的转子芯体形状中，通过将改变Hc时气隙的磁体磁通密度分布除以磁极中央的磁体磁通密度分布值来归一化后得到的分布。在图16中，示出了Hc增加时分布范围变大。其理由可以认为是由于伞状芯体区域扩大，导致磁体磁通容易移动。

若该归一化磁体磁通密度分布的半值宽度的中心角从小于4π/3P的值变为大于4π/3P的值，则12阶分量朝振幅减小且振动正负反转的方向变化，向与磁阻转矩脉动同相位的方向发展。此时，为了实现与磁阻转矩脉动相反相位从而抵消，12阶分量需要在振动正负不反转的范围内。此时，需要使Wmg的中心角≤4π/3P并且Hc

图17示出在10极60槽电动机中，Wq的中心角/(π/3P)为0.577时，使Hc/Hcm为0.617、0.694、0.771时通过磁场分析得到的电流相位角为30°的脉动波形。脉动波形是从转矩波形减去平均转矩来算出的。另外，在形状范围图中示出形状范围内计算形状的位置。

如图17所示，在Hc/Hcm＝0.771时，磁体转矩脉动小，磁阻转矩脉动较大，相位相反，合成脉动较大。当Hc/Hcm＝0.617时，磁体转矩脉动较大，磁阻转矩脉动较小，相位相反，合成脉动较大。与此相对，Hc/Hcm＝0.694时，磁体转矩脉动和磁阻转矩脉动的相位相反，振幅接近，合成脉动较小。

这里，磁体转矩脉动随Hc/Hcm变化是因为如上所述，气隙的归一化磁体磁通密度分布的范围随Hc/Hcm变化。此外，在脉动12阶分量的振动正负不反转的范围内，磁阻转矩脉动和12阶分量的相位相反且振幅接近的条件为Hc/Hcm＝0.694。

这里，Hc增大而磁体转矩脉动减小是因为，气隙的归一化磁体磁通密度分布的范围增大，因此在磁体的旋转方向前方产生的脉动和在磁体的旋转方向后方产生的脉动的相位接近相反相位，从而合成脉动的磁体转矩脉动减小。当磁体磁通分布的周向范围增大时，由于前后脉动的相位提前或延迟，因此合成脉动的振幅发生变化。

另一方面，如图17所示，随着Hc的增加，芯体区域增大，但磁阻转矩脉动的增加很小。这表示本实施方式的Hc的范围对磁阻转矩脉动的影响较小。通过磁场分析，若搜索转矩脉动12阶分量小于2％的形状，则得到0.55≤Hc/Hcm≤0.9。若搜索转矩脉动12阶分量小于4％的形状，则0.5≤Hc/Hcm≤1.0，相对于小于2％的范围0.35，小于4％的范围增加了0.15。因此，相比以往有改善的转矩脉动小于4％时，形状范围为0.5≤Hc/Hcm≤1.0，更优选为0.55≤Hc/Hcm≤0.9的形状范围。

此外，作为分析结果的研究结果，发明人发现与转矩脉动12阶分量减少相关的Wq和Hc并不独立，Wq/Hc也存在转矩脉动12阶分量减少的合适的形状范围。通过磁场分析，若搜索转矩脉动12阶分量小于2％的形状，则得到1.2≤Wq/Hc≤2.1。若搜索转矩脉动12阶分量小于4％的形状，则1.15≤Wq/Hc≤2.5，相对于小于2％的范围0.95，小于4％的范围增加了0.4。因此，相比于以往有改善的转矩脉动小于4％时，其形状范围为1.15≤Wq/Hc≤2.5，更优选为1.2≤Wq/Hc≤2.1的形状范围。

另外，虽然还考虑了通过增大Hc且减小Wmg，来维持归一化磁通密度分布的范围，但由于若减小Wmg则转矩会减小，因此不希望Wmg过小。此时，Wmg的中心角/(4π/3P)优选为在7/8至1之间。

这里，关于Hc、Wq，对与本实施方式不同的形状范围是否合适进行阐述。还考虑通过增大Hc使磁体转矩脉动12阶分量的振动正负反转，增大Wq的中心角，减小Wmg的中心角，使磁阻转矩脉动12阶分量的振动正负也反转，使磁体转矩脉动12阶分量和磁阻转矩脉动12阶分量的相位相反。然而，由于Wmg变小，转矩减小，齿槽转矩难以减小。

这里，对在桥接部242两侧的连接部1(244)和连接部2(243)的影响进行说明。当连接部1(244)变大时，在伞状芯体230的端部，间隙磁通密度增大，使归一化磁通密度分布的肩部增大。然而，当伞厚较薄并且连接部1(244)的径向厚度接近桥接宽度时，对转矩脉动12阶分量的影响较小，并且仅对齿槽转矩产生影响。当伞厚较厚时，在电流相位角较大，磁体磁通被抑制时，若连接部1(244)较大，则归一化磁通密度分布容易变大，因而转矩脉动12阶分量容易增大。因此，优选在伞厚较厚时减小连接部1(244)的范围。

此时，在影响齿槽转矩和转矩脉动的12阶分量的连接部1(244)中，当伞厚较厚时，旋转方向前后的两个连接部1(244)的内周侧周向端部的中心角优选接近4π/3P。此外，连接部2(243)的尺寸影响磁阻转矩脉动的相位。从利用磁阻转矩的观点出发，优选为从空隙213的q轴芯体连接到桥接部242的圆弧半径减小，Wq增大。

根据以上的研究，确认采用以下结构对降低转矩脉动12阶分量是有效的。夹在通过q轴芯体221的q轴垂直方向最小宽度Wq的两端的两条假想的q轴方向直线之间的转子芯体外周部250位于以旋转轴为中心且半径与转子半径大致一致的圆上，伞状芯体230、连接部1(244)和桥接部242的芯体外周轮廓由圆弧形成。转子的外周轮廓可以是正圆，优选为桥接部242的宽度Wb较小，小于磁体收纳部212(磁体插入孔201)的径向长度Tmg的1/2(例如电磁钢板的厚度以下)，Wmg的中心角接近4π/3P但小于4π/3P，(1)Hc在Hcm的0.5～1.0倍的范围内，(2)Wq在π×转子半径/(3×极数)的0.4～0.9倍的范围内，(3)Wq在Hc的1.15～2.5倍的范围内。

根据上述结构，具有能够利用磁阻转矩抵消磁阻转矩脉动和磁体转矩脉动的12阶分量的q轴芯体宽度和伞状芯体厚度，并且能够减小转矩脉动12阶分量。

以往的转子芯体形状有时具有伞状芯体230的径向长度较长、或q轴芯体宽度较宽、或与桥接部242相对应的部分的宽度较宽的特征。这是因为为了较大地利用磁阻转矩，扩大为磁阻转矩做出贡献的磁通通过的芯体区域，从而无法使转矩脉动充分减小。此外，上述以往结构以外的结构具有q轴芯体宽度相当窄，或者在q轴上有凹部的特征。该结构以为磁体转矩做出贡献的磁通为主体，使产生磁阻转矩的磁通通过的q轴芯体区域变窄，而不利用q轴磁阻转矩。

本实施方式的能够减小转矩脉动12阶分量的转子芯体形状因为具有能够利用磁阻转矩来减小转矩脉动12阶分量的q轴芯体宽度和伞状芯体厚度，因此不同于以往的转子芯体形状的特征。

图1、图2和图4中说明的本实施方式的永磁体式旋转电机1的结构是根据上述研究结果来决定的。即，转子20在磁体止动部211的外周侧具有空隙213，在空隙213的外周侧具有桥接部242。此外，在磁体收纳部的外周侧具有伞状芯体230，在伞状芯体230与桥接部242之间具有连接部1(244)。

此外，在相邻的磁体插入孔201之间具有q轴芯体221，夹在通过q轴芯体221的q轴垂直方向上的最小宽度Wq的两端的两条假想的q轴方向直线之间的转子芯体外周部250位于以旋转轴为中心且半径与转子半径大致一致的圆上，并且在q轴芯体221和桥接部242之间具有连接部2(243)。

此外，伞状芯体230、连接部1(244)和桥接部242的芯体外周轮廓由圆弧形成，桥接部242的径向宽度Wb小于磁体收纳部212(磁体插入孔201)的径向长度Tmg/2(例如，形成层叠芯体的电磁钢板的厚度以下)。

此外，夹在通过q轴芯体221的q轴垂直方向上的最小宽度Wq的两端的两条假想的q轴方向直线之间的转子芯体外周部位于以旋转轴为中心且半径与转子半径大致一致的圆上，伞状芯体230、连接部1(244)、桥接部242的芯体外周轮廓由圆弧形成，转子外周轮廓可以是正圆，桥接部242的宽度Wb优选为较小，小于磁体收纳部212(磁体插入孔201)的径向长度Tmg的1/2(例如电磁钢板的厚度以下)，Wmg的中心角接近4π/3P且小于4π/3P,(1)Hc在Hcm的0.5～1.0倍的范围内，(2)Wq在π×转子半径/(3×极数)的0.4～0.9倍的范围内，(3)Wq在Hc的1.15～2.5倍的范围内。

通过上述说明的磁极部形状的转子芯体，能够减小永磁体式旋转电机1的转矩脉动。此外，根据对两个系统绕组设定电流相位差来进行通电的结构，能获得在减小转矩脉动方面更优异的永磁体式旋转电机1。

图18示出了通过磁场分析计算本实施方式的永磁体式旋转电机1的特性的结果。如图18所示，转矩脉动6阶分量在电流的相位角85度以下时小于1％。此外，在电流相位角为60°以下时，转矩脉动12阶分量大致在2％以下。即使在转矩下降的电流的相位角85度时也是5％，即使在高相位角时，也能得到较小的转矩脉动12阶分量。因此，在本发明的结构情况下，示出能实现与以往相比大幅变小的转矩脉动。

由此，根据本实施方式的结构，示出能够实现与以往相比大幅变小的转矩脉动。而且，还可知通过利用磁阻转矩，能大幅增加对于磁体使用量的转矩。

通过在EPS装置中使用本实施方式的永磁体式旋转电机1，能抑制在车厢内传输的振动、噪声。此外，通过应用于其它汽车用电动辅机装置，例如进行电动制动的汽车用电动辅机装置，也能抑制振动、噪声。此外，本实施方式的永磁体式旋转电机1的采用不限于汽车领域，并且还能应用于希望低振动化的工业用所有永磁体式旋转电机。

这里，对转子的材质发生了变化的情况进行阐述。关于电磁钢板的材质的变化，例如加工、应力的影响，只要具有比间隙的磁导率大得多的磁导率，气隙的磁体磁通密度分布就不会改变，因此对转矩脉动的影响较小，芯体的形状成为主导。确认这是由于即使将磁体插入孔的外周侧的磁导率设为1/100，也不会对磁场计算结果中的气隙的磁体磁通密度分布和转矩脉动产生影响。

另外，确认在磁体材质变化的情况下，当将剩余磁通密度从1.1T变到1.6T时，对正圆转子的磁场计算结果中的气隙的磁体磁通密度分布和转矩脉动也没有影响。其理由可以认为是，气隙在周向均匀，周向的磁阻没有变化，因此不易受到磁体剩余磁通密度的影响。由此，电磁钢板材质、磁体材质变化的影响较小，芯体形状的影响成为主导。

(实施方式2)

接下来，用图19A和图19B来说明实施方式2的永磁体式旋转电机1。图19A是实施方式2的转子20的截面的磁极附近的放大图，对应于在实施方式1中说明的图4。图19B是图19A的桥接部附近的放大图和形状尺寸的定义的说明图。另外，对于与实施方式1共同的部分，省略一部分说明。

在图4中，磁极圆弧半径Rmg与转子半径Rt一致，但是在本实施方式的永磁体式旋转电机1中，Rmg＝Rt×0.68这一点是不同的。此时，伞状芯体230、连接部1(244)和桥接部242的外周成为半径Rmg的圆弧。

夹在通过q轴芯体221的q轴垂直方向上的最小宽度Wq的两端的两条假想的q轴方向直线VL1、VL2之间的转子芯体外周部250位于以旋转轴为中心的半径Rt的圆上。当磁极圆弧半径Rmg小于转子半径Rt时，由于桥接部242位于转子外半径的内周侧，所以Hc增大此外，由于磁极圆弧和极距端的径向的交点P位于内周侧，因此Hcm也增大。此时的Hcm由下式给出。Hcm＝Rmg×(1-COS((ASIN((Rt-Rmg)/Rmg×SIN(π/P))+π/P)))。

由于磁体收纳部212向内周侧移动，所以Wmg的中心角增大。气隙随着从磁极中央接近桥接部242而增大，使靠近桥接部242一侧的气隙磁体磁通密度减小。此时，在增大气隙的归一化磁体磁通密度分布的范围的方向上起作用的是Hc的增大和Wmg的估算中心角的增大，在减小方向上起作用的是随着远离磁极中央而增大的气隙。

此外，由于气隙不固定，因此当磁体剩余密度变大时，沿周向远离磁极中央的部分的间隙磁通密度增大有相对较大的趋势，从而磁体材质有影响。因此，磁体剩余密度的增大在使气隙的归一化磁体磁通密度分布的范围增大的方向上起作用。

另外，如图20所示，Rmg＝Rt时，归一化分布接近矩形分布，分布端的肩部的坡度呈急剧倾斜。当Rmg变小时，归一化分布接近正弦波，分布端的肩部的坡度变得平缓。此时，发现肩部的坡度平缓时成为以较小的半值宽度给出较低的转矩脉动12阶分量的最佳分布。

在磁场分析的结果中，Rmg＝Rt时的最佳分布的范围的中心角为(4π/3P)×1.0375，Rmg＝Rt×0.68时的范围的中心角为(4π/3P)×0.971。上述最佳分布如下：当Rmg＝Rt时，23/24≤Wmg的中心角/(4π/3P)≤1，当Rmg＝Rt×0.68时，11/12≤Wmg的中心角/(4π/3P)≤1。另外，该分布给出了较小的齿槽转矩。

根据归一化分布范围的不同，最佳的Hc/Hcm在Rmg＝Rt时为0.671，在Rmg＝Rt×0.68时为0.576。Rmg造成的分布范围的差异使Hc/Hcm产生了0.1的差异。因此，当Rmg较小时，Hc相对变小。然而，当由于制造上的原因等而无法缩小Hc时，为了将范围减小到适当的分布范围，使磁体磁通密度减小或使Wmg减小。然而，为了避免转矩下降，优选为Wmg不要过小。因此，Wmg的中心角/(4π/3P)优选为7/8以上。

另外，通过磁场分析确认转子芯体外周形状对合适的归一化分布有影响，但Wb对合适的归一化分布没有影响。Rmg＝Rt×0.68时，改变磁体剩余磁通密度使其变大时，归一化分布有向周向扩大的趋势。如果缩小Wmg，则能控制归一化分布的周向宽度。当Rmg变小时，增大或减小气隙的归一化磁体磁通密度分布的范围的效果与分布形状变化引起的范围减小效果相乘，但影响最大的是分布形状变化的效果。因此，与Rmg＝Rt相比，Hc/Hcm有减少的趋势。

这里，由于制造上的原因，伞状芯体端部的厚度优选为Wb以上，因此当根据伞上芯体端部的厚度的下限决定Hc/Hcm时，有大于合适的Hc/Hcm的趋势。因此，气隙的归一化磁体磁通密度分布的范围变得大于合适的分布范围，并且为了使分布范围合适，使Wmg减小。此时，由于归一化磁体磁通密度分布的形状为山形并且减小Wmg，转矩减小，不希望Rmg过小。因此，Rmg的下限优选为Rt×2/3以上。

这里，对在桥接部242的q轴侧的连接部2(243)的影响进行说明。夹在通过q轴芯体221的q轴垂直方向上的最小宽度(以下称为Wq)的两端的两条假想的q轴方向直线之间的转子芯体外周部250位于以旋转轴为中心的半径Rt的圆上，但是也可以形成比转子芯体外周部250更大的范围位于半径Rt的圆上的q轴外周圆弧，这表示连接部2(243)变大。

连接部2(243)包括从q轴外周圆弧的端点到与桥接部242连接的外周连接点。此外，连接部2(243)的内周侧轮廓由圆弧构成，将q轴芯体与桥接部242进行连接，连接部2(243)将内周侧轮廓圆弧与桥接部242的内周连接点包含在内。外周连接点和内周连接点向磁极中央侧靠近，表示连接部2(243)变大。由于连接部2(243)变大会改变磁阻转矩脉动的相位并影响转矩脉动12阶分量，所以圆弧端点和连接点的位置受到限制。

q轴外周圆弧的端点与磁阻转矩脉动的开始位置直接相关，因此q轴外周圆弧的中心角需要不会达到π/3P，并且优选为小于π/3P和夹在两条假想的q轴方向直线之间的转子芯体外周250的中心角的平均值。另一方面，估算外周连接点的q轴两侧的点的中心角可以大于π/3P。内周连接点优选为与外周连接点的估算角度为相同程度。

当通过磁场分析计算本实施方式的永磁体式旋转电机1的特性时，在电流115A和电流相位角30°时，转矩脉动12阶分量为0.5％。因此，可知即使在磁极圆弧半径为Rt×0.68时，转矩脉动也能充分减小。其中，最大转矩成为比实施方式1的情况降低了4％的值。

根据以上的研究，示出了实施方式2的结构具有转矩脉动优良的效果。

另外，在本实施方式中，与实施方式1同样地，通过在EPS装置中使用本实施方式的永磁体式旋转电机1，能够抑制在传输到车厢内的振动和噪声。此外，通过应用于其它汽车用电动辅机装置，例如适用于进行电动制动的汽车用电动辅机装置，也能抑制振动和噪声。此外，本实施方式的永磁体式旋转电机1的采用不限于汽车领域，并且还能应用于希望低振动化的工业用所有永磁体式旋转电机。

(实施方式3)

接下来，用图21说明本发明的实施方式3的永磁体式旋转电机1。图21是实施方式3的转子20的截面的磁极附近的放大图，对应于在实施方式1中分别说明的图4。另外，对于与实施方式1共同的部分，省略一部分说明。

在实施方式1中说明的永磁体式旋转电机1中，桥接宽度形成为小于形成叠层芯体的电磁钢板的厚度，但是在本实施方式的永磁体式旋转电机1的桥接宽度等于电磁钢板的厚度。当桥接宽度从0.25增加到0.5mm时，由于泄漏增加，因此间隙磁通分布的范围减小。若通过磁场计算评价桥接宽度增加时的分布范围，则在不改变桥接宽度的情况下，与使Hc减少与Wb增加相同的量时的分布范围大致一致。另外，不依赖于Wb，优选的归一化分布为相同的分布形状。因此，当在不同的转子20之间的Wb不同时，若使用Hc’＝(Hc-基准Wb的变化)，则能获得考虑Wb的影响的以下的形状范围。基准Wb为Tb/2。

(1)0.5≤(Hc-Wb+Tb/2)/Hcm≤0.8，并且(2)0.4≤Wq/[π/(3P)×转子半径]≤0.9，并且(3)1.2≤Wq/(Hc-Wb+Tb/2)≤2.5。然而，为了获得良好的特性，更优选为(1)0.5≤(Hc-Wb+Tb/2)/Hcm≤0.7，并且(2)0.5≤Wq/[π/(3P)×转子半径]≤0.75，并且(3)1.25≤Wq/(Hc-Wb+Tb/2)≤2.1。

当通过磁场分析计算本实施方式的永磁体式旋转电机1的特性时，在电流115A和电流相位角30°时，转矩脉动12阶分量为0.2％。因此，即使在磁极圆弧半径为Rt×0.68并且桥接宽度等于电磁钢板的厚度时，转矩脉动也能充分减小。其中，最大转矩成为比实施方式1的情况降低了5％的值。

(实施方式4)

接下来，用图22说明本发明的实施方式4的永磁体式旋转电机1。

如图22所示，本实施方式的永磁体式旋转电机1的磁极部220具有与实施方式2相同的结构。即，除了使桥接宽度等于电磁钢板的厚度之外，磁极部220具有与图19A和19B所示的相同的磁极圆弧半径的形状。另外，对于与实施方式2共同的部分，省略一部分说明。

当通过磁场分析计算本实施方式的永磁体式旋转电机1的特性时，在电流115A和电流相位角30°时，转矩脉动12阶分量为0.4％。因此，可知即使在磁极圆弧半径为Rt×0.68并且桥接宽度等于电磁钢板的厚度时，转矩脉动也能充分减小。其中，最大转矩成为比实施方式1的情况降低了10％的值。

(实施方式5)

接下来，用图23A和图23B来说明本发明的实施方式5的永磁体式旋转电机1。本实施方式的永磁体式旋转电机1与实施方式1同样地是10极60槽集中绕组的旋转电机。图23A是实施方式5的转子20的截面的磁极附近的放大图，对应于在实施方式1中说明的图4。图23B是实施方式5的转子20的桥接部242附近的放大图。另外，对于与实施方式1共同的部分，省略说明。Ls2是磁体收纳部212的外周侧的周向端与伞状芯体230的内周侧直线部的周向端之间的距离。

在芯体外周轮廓的圆弧上，可以在磁极中央部设置具有较浅且宽度较小的槽400。此时，在间隙磁通分布中，由于磁极中央部的间隙长度增大，磁通从周围绕到中央部，分布的周向宽度稍微变窄。此外，由于通过伞状芯体230并为磁阻转矩做出贡献的磁通减少，所以磁体转矩脉动和磁阻转矩脉动没有充分抵消。

若增加伞型芯体230的径向长度以消除这些变化，则能减小转矩脉动12阶分量和齿槽转矩12阶分量。此时，当磁极中央部的伞状芯体的径向长度为Hc时，可以使用同样的条件式。此外，由于伞状芯体230的厚度增加，因此伞状芯体端部的厚度也增加，并且如上所述，连接部1(244)沿周向变大会使转矩脉动12阶分量恶化。因此，连接部1(244)的内周侧周向端部的磁极两侧的中心角设为接近4π/3P的值。

当通过磁场分析计算本实施方式的永磁体式旋转电机1的特性时，在电流115A和电流相位角30°时，转矩脉动12阶分量为2.1％。由此，即使在d轴上的转子外周部(磁极中心外周部)上存在小槽的情况下，也能够充分减小转矩脉动。其中，最大转矩成为比实施方式1的情况降低了2.5％的值。

如上所述，与利用磁阻转矩的现有结构的转矩脉动约为5％的情况相比，本发明的各实施方式的结构具有转矩脉动表现优异，并且与仅利用磁体转矩的现有结构相比转矩表现优异的效果。即，在各实施方式中说明的永久磁体式旋转电机1的结构是有效减小转矩脉动的结构。

根据以上说明的实施方式，起到以下的作用效果。

永磁体式旋转电机1例如可以是汽车的电动助力转向用电动机。此外，永磁体式旋转电机1能具有在实施方式1至实施方式5中说明的10极60槽分布绕组中的任一种结构。此外，由于能抑制振动噪声并且转矩较高，因此本发明能应用于各种形式的旋转电机。

汽车用电动辅机系统可以包括上述的永磁体式旋转电机1，并且包括用该永磁体式旋转电机1来进行电动动力转向或电动制动的控制部。由此，能实现抑制振动和噪声的汽车用电动辅机系统。

以上说明的各实施方式和各种变形例只是一例，只要不破坏本发明的特征，本发明并不限定于这些内容。另外，虽然在上述中说明了各种实施方式和变形例，但是本发明并不限定于这些内容。在本发明的技术构思的范围内考虑到的其他方式也包括在本发明的范围内。标号说明

1永磁体式旋转电机，10定子，20转子，30气隙，100定子芯体，110芯体背部，130齿部，140绕组，141第一系统绕组，142第二系统绕组，143搭接线，145连接部，147第一系统引出线，148第二系统引出线，200转子芯体，201磁体插入孔，210永磁体，211磁体止动部，212磁体收纳部，213空隙，220磁极部，219磁极圆弧，221q轴芯体，230伞状芯体，242桥接部、243连接部2、244连接部1、250q轴芯体最外周部、300轴。