一种无输入电解电容的反激电路系统

技术领域

本发明涉及智能电表的技术领域，特别涉及一种无输入电解电容的反激电路系统。

背景技术

现有的智能电表由于不仅会使用在一般家庭用还是工业用，也会使用在发电厂或者其他发电设备上，它的使用电压不仅用在单相220VAC和三相380VAC，而且还是一个非常宽的范围，比如单相表为85-450VAC，三相表为35-550VAC。由于智能电表的内部计量，通信，电池等需要安全隔离，所以智能电表内部的电源往往会采用隔离电路。将单相或者三相的电网电压转换为直流电压，往往通过二极管整流以及电解电容滤波。整流后的电压最高会达到780V，而一般工业用的电解电容最高电压也只能到450V，所以在这样的电网电压应用中，电源的设计者需要将两个450V的电解电容串联使用，而为了保持两个电容电压之间的均分压，往往在单个电容上会并联电阻。这样的做法有3个缺点：1.一般的电解电容寿命较短，影响电表的整体使用年限，而电表的使用寿命往往需要十年以上，所以需选用长寿命的电解电容，而这种电容又会有体积大，单价高等问题；2.电解电容的其中一颗发生短路或者开路失效后，剩下的一颗电容将承担全部的电压，瞬间高达780V的电压加在电容额定电压450V上，导致电解电容爆裂失效，使得它的电解液喷出到印制电路板上，影响电表的绝缘性能，产生安全隐患；3.并联在电解电容上的电阻将产生额外的损耗，使得电表的待机功耗升高，会严重的影响电表的节能能效，造成过多的能源浪费。

还有一种做法是采用体积较小、耐电压高的薄膜的电容代替上述的电解电容，但同样存在问题：由于其在控制上为了满足输入电流的谐波法规要求而采用传统的PFC的控制方，这种方法一般采用电感电流过零的临界导通模式(CRM)，在占空比控制上，一是峰值电流跟随输入电压调整占空比的控制方式，二是固定导通时间的占空比控制方式，这两种控制方式又往往导致开关频率是变频的，控制带宽很低，动态响应速度很慢，输入电压变化或者输出负载变化时，输出会发生过冲，从而引起输出电压欠压停机或者输出过压损坏器件，影响电表的计量和通信等控制模块的稳定性。

发明内容

本发明的目的在于提供一种无输入电解电容的反激电路系统，以满足技术发展的需要，并克服现有测试方法中的不足。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：

本申请公开了一种无输入电解电容的反激电路系统，包括整流电路BD1、供电滤波C1、反激电路、输出滤波C2、输出反馈电路、反激控制电路IC1、整流滤波C5，所述整流电路BD1的输入端接交流电网电压，输出端接供电滤波C1的输入端，所述滤波电路C1的输出端接反激电路的输入端，反激电路的输出端接输出滤波C2的输入端，输出滤波C2的输出端接输出反馈电路的输入端，输出反馈电路的输出端接反激控制电路IC1的输出端，反激控制电路IC1的输出端接整流滤波的输入端，整流滤波的输出端接反激电路的输入端；

交流电网电压经过整流电路BD1后，由电容组成的滤波电路C1经过滤波，提供给反激电路，反激电路经过输出滤波C2后提供第一输出Vout1到负载，而输出反馈电路连接在输出滤波C2之后，将反馈信号提供到反激控制电路IC1中，反激控制电路IC1经过整流滤波整流后输出到反激电路从而控制反激电路的占空比大小和能量的传输。

作为优选，所述的整流电路BD1的两个“~”管脚分别连接到输入的L端和N端，BD1的“+”管脚和“-”管脚分别连接供电滤波C1的两端。

作为优选，所述的供电滤波C1一端连接BD1的“+”管脚，同时连接到反激电路中的变压器T1的1端点，C1的另一端连接BD1的“-”管脚，同时接地。

作为优选，所述的反激电路包括变压器T1、三极管Q1、二极管D1、二极管D2、二极管D3、电阻R5、电阻R6、电容C4，所述T1的Np侧边具有1端点和2端点，其中1端点连接到C1的一端，1端点和2端点之间连接D1、C4、R5，1端点与R5、C4的一端连接，D1的正极与2端点连接，D1的负极与R5、C4连接，R5和C4并联，Q1的D极连接2端点，S极连接R6的一端，G极连接反激控制电路IC1的DRV管脚，R6的另一端接地，T1的第一绕组Ns1具有3端点和4端点，其中3端点连接D2的正极，4端点接地并同时连接输出滤波C2的负极和负输出端Vo1-，D2的负极连接C2的正极和正输出端Vo1+；T1的Na侧边具有5端点和6端点，其中5端点接D3的正极，D3的负极接C5的正极和IC1的Vcc管脚；6端点接C5的负极，同时接地。

作为优选，所述的输出滤波C2的正极连接D2的负极和正输出端Vo1+，C2的负极连接连接T1的4端点和负输出端Vo1-，同时接地，输出滤波C2将变压器T1的电压经过D2整流之后的方波电压转换成负载所需的直流电压。

作为优选，所述的输出反馈电路包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C3、光耦合器IC2、光耦合器IC3_A、IC3_B，所述IC3_A、IC3_B是同一个光耦合器IC3的两个部分，IC3_A位于T1的副边侧，IC3_B位于T1的原边侧，用光传递信号；R1的一端连接到Vo1+，另一端与R2连接，将Vo1+的电压经过R1和R2组成分压网路进行分压，R1的一端还与IC2的R管脚连接，IC2的另外两个端点A连接到副边的Vo1-，端点C连接到IC3_A的阴极，在IC2的端点C和端点R之间连接有电容C3；IC3_A的阳极与R3的一端连接，R3的另一端连接到Vo1+；IC3_B的C极连接反激控制电路IC1的FB管脚，E极接地；R1和R2将Vo1+分压后的电压与IC2的内部基准电压进行比较，IC2将两者之间的误差电压放大，调整IC2的C管脚的电压，从而调节IC3_A流过的电流，经过光信号传递到原边侧的IC3_B，从而调节与IC3_B相连接的IC1的FB管脚电压，将信号传递到反激控制电路IC1内部。

作为优选，所述的反激控制电路IC1的DRV管脚接Q1的G极，CS管脚接Q1的S极和R6，GND管脚接地，FB管脚接IC3_B的C极，Vcc管脚连接D3的负极和C5的正极，并通过R4连接BD1的“+”管脚给IC1供电。

作为优选，所述的T1还包括第二绕组Ns2、二极管D4、第二输出滤波C6，第二绕组Ns2具有7端点和8端点，其中8端点连接C6的负极并同时连接Vo2-，7端点连接D4的正极，D4的负极连接C6的正极并同时连接Vo2+，第二绕组Ns2经过D4整流和C6滤波后提供第二输出Vout2到负载。

作为优选，所述的反激电路包括变压器T1、三极管Q1、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D5，电阻R5、电阻R6、电容C4、电容C7，用于将C1的电压转化为C2的电压，所述T1的Np侧边具有1端点和2端点，其中1端点连接到C1的一端，1端点和2端点之间连接D1、C4、R5，1端点与R5、C4的一端连接，D1的正极与2端点连接，D1的负极与R5、C4连接，R5和C4并联，Q1的D极连接2端点，S极连接R6的一端，G极连接反激控制电路IC1的DRV管脚，R6的另一端接地，T1的第一绕组Ns1具有3端点和4端点，其中3端点连接D2的正极，4端点接地并同时连接输出滤波C2的负极和负输出端Vo1-，D2的负极连接C7和D5的正极，D5的负极连接C2的正极和正输出端Vo1+；T1的Na侧边具有5端点和6端点，其中5端点接D3的正极，D3的负极接C5的正极和IC1的Vcc管脚；6端点接C5的负极，同时接地。

作为优选，所述的反激电路包括变压器T1、三极管Q1、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D5，电阻R5、电阻R6、电容C4、电容C7，所述T1的Np侧边具有1端点和2端点，其中1端点连接到C1的一端，1端点和2端点之间连接D1、C4、R5，1端点与R5、C4的一端连接，D1的正极与2端点连接，D1的负极与R5、C4连接，R5和C4并联，Q1的D极连接2端点，S极连接R6的一端，G极连接反激控制电路IC1的DRV管脚，R6的另一端接地，T1的第一绕组Ns1具有3端点和4端点，其中3端点连接D2和D5的正极，D5的负极连接C7、R3以及R1，4端点接地同时接C7的另一端并连接输出滤波C2的负极和负输出端Vo1-，D2的负极连接C2的正极和正输出端Vo1+；T1的Na侧边具有5端点和6端点，其中5端点接D3的正极，D3的负极接C5的正极和IC1的Vcc管脚；6端点接C5的负极，同时接地。

本发明的有益效果：

（1）交流电网电压经过整流电路后，由电容组成的滤波电路经过滤波，提供给反激电路，反激电路经过输出滤波电路后提供到负载，而输出反馈电路连接在输出整流电路之后，将反馈信号提供到反激控制电路中，从而控制反激电路的占空比大小和能量的传输，其中的滤波电路没有电解电容，而是由电容容量较小的薄膜电容组成，解决了现在技术中电解电容寿命短、体积大、单价高的问题；而反激控制电路是由固定开关频率控制，通过固定原边峰值电流调节占空比，而不是采用常规高功率因数反激的固定占空比的方式或者峰值电流跟随输入电压的方式来进行调节，控制带宽高，动态响应速度快，解决了因输出过冲引起的输出电压欠压停机或者输出过压损坏器件的问题，提高了系统的稳定性和安全性；

（2）薄膜电容无需并联电阻，使得整个系统的额外损耗降低，达到节约能耗的目的；

（3）提供了两个输出端口，可以分别对控制芯片和通信芯片进行供电，无需接入额外的电源；

（4）解决了由于C2过大导致的系统反馈速度慢、电压不稳定的问题，提高系统的可靠性。

附图说明

图1是本发明的流程示意图；

图2是本发明实施例1的电路图；

图3是本发明实施例2的电路图；

图4是本发明实施例3的电路图；

图5是本发明实施例4的电路图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明了，下面通过附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。但是应该理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限制本发明的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要地混淆本发明的概念。

如图1所示，本发明提供了一种无输入电解电容的反激电路系统，包括整流电路、供电滤波、反激电路、输出滤波、输出反馈电路、反激控制电路、整流滤波，所述整流电路的输入端接交流电网电压，输出端接供电滤波的输入端，所述滤波电路的输出端接反激电路的输入端，反激电路的输出端接输出滤波的输入端，输出滤波的输出端接输出反馈电路的输入端，输出反馈电路的输出端接反激控制电路的输出端，反激控制电路的输出端接整流滤波的输入端，整流滤波的输出端接反激电路的输入端；

交流电网电压经过整流电路后，由电容组成的滤波电路经过滤波，提供给反激电路，反激电路经过输出滤波后提供输出到负载，而输出反馈电路连接在输出滤波之后，将反馈信号提供到反激控制电路中，反激控制电路经过整流滤波整流后输出到反激电路从而控制反激电路的占空比大小和能量的传输。

实施例1

如图2所示，一种无输入电解电容的反激电路系统，包括整流电路BD1、供电滤波C1、反激电路、输出滤波C2、输出反馈电路、反激控制电路IC1、整流滤波C5，其特征在于：所述整流电路BD1的输入端接交流电网电压，输出端接供电滤波C1的输入端，所述滤波电路C1的输出端接反激电路的输入端，反激电路的输出端接输出滤波C2的输入端，输出滤波C2的输出端接输出反馈电路的输入端，输出反馈电路的输出端接反激控制电路IC1的输出端，反激控制电路IC1的输出端接整流滤波的输入端，整流滤波的输出端接反激电路的输入端；

交流电网电压经过整流电路BD1后，由电容组成的滤波电路C1经过滤波，提供给反激电路，反激电路经过输出滤波C2后提供第一输出Vout1到负载，而输出反馈电路连接在输出滤波C2之后，将反馈信号提供到反激控制电路IC1中，反激控制电路IC1经过整流滤波整流后输出到反激电路从而控制反激电路的占空比大小和能量的传输。

所述的整流电路BD1的两个“~”管脚分别连接到输入的L端和N端，BD1的“+”管脚和“-”管脚分别连接供电滤波C1的两端。

所述的供电滤波C1一端连接BD1的“+”管脚，同时连接到反激电路中的变压器T1的1端点，C1的另一端连接BD1的“-”管脚，同时接地。

所述的反激电路包括变压器T1、三极管Q1、二极管D1、二极管D2、二极管D3、电阻R5、电阻R6、电容C4，所述T1的Np侧边具有1端点和2端点，其中1端点连接到C1的一端，1端点和2端点之间连接D1、C4、R5，1端点与R5、C4的一端连接，D1的正极与2端点连接，D1的负极与R5、C4连接，R5和C4并联，Q1的D极连接2端点，S极连接R6的一端，G极连接反激控制电路IC1的DRV管脚，R6的另一端接地，T1的第一绕组Ns1具有3端点和4端点，其中3端点连接D2的正极，4端点接地并同时连接输出滤波C2的负极和负输出端Vo1-，D2的负极连接C2的正极和正输出端Vo1+；T1的Na侧边具有5端点和6端点，其中5端点接D3的正极，D3的负极接C5的正极和IC1的Vcc管脚；6端点接C5的负极，同时接地。

所述的输出滤波C2的正极连接D2的负极和正输出端Vo1+，C2的负极连接连接T1的4端点和负输出端Vo1-，同时接地，输出滤波C2将变压器T1的电压经过D2整流之后的方波电压转换成负载所需的直流电压。

所述的输出反馈电路包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C3、光耦合器IC2、光耦合器IC3_A、IC3_B，所述IC3_A、IC3_B是同一个光耦合器IC3的两个部分，IC3_A位于T1的副边侧，IC3_B位于T1的原边侧，用光传递信号；R1的一端连接到Vo1+，另一端与R2连接，将Vo1+的电压经过R1和R2组成分压网路进行分压，R1的一端还与IC2的R管脚连接，IC2的另外两个端点A连接到副边的Vo1-，端点C连接到IC3_A的阴极，在IC2的端点C和端点R之间连接有电容C3；IC3_A的阳极与R3的一端连接，R3的另一端连接到Vo1+；IC3_B的C极连接反激控制电路IC1的FB管脚，E极接地；R1和R2将Vo1+分压后的电压与IC2的内部基准电压进行比较，IC2将两者之间的误差电压放大，调整IC2的C管脚的电压，从而调节IC3_A流过的电流，经过光信号传递到原边侧的IC3_B，从而调节与IC3_B相连接的IC1的FB管脚电压，将信号传递到反激控制电路IC1内部，R1和R2将Vo+分压后的电压与IC2的内部基准电压进行比较，IC2将两者之间的误差电压放大，调整IC2的C管脚的电压，从而调节IC3_A流过的电流，经过光信号传递到原边侧的IC3_B，从而调节与IC3_B相连接的IC1的FB管脚电压，将信号传递到控制芯片IC1内部，IC2可采用型号为TL431的光耦合器，IC3可采用型号为EL817的光耦合器。

所述的反激控制电路IC1的DRV管脚接Q1的G极，CS管脚接Q1的S极和R6，GND管脚接地，FB管脚接IC3_B的C极，Vcc管脚连接D3的负极和C5的正极，并通过R4连接BD1的“+”管脚给IC1供电，通过采集流经R6的电流乘上R6电阻的CS电压，与FB管脚的电压进行比较，当达到FB管脚电压时，控制Q1的关断，还有内部的晶振产生60KHz的频率，从而控制Q1的开通，IC1可采用型号为AP8268W的芯片。

实施例2

由于电表电源往往不是只有单路输出Vout1，而是需要有多个输出提供到控制芯片或者通信芯片，比如Vout1提供的12Vdc给电力通信芯片，而Vout2 提供的5V又需要给MCU(微控制器)，LCD显示器，计量芯片，以及红外接收器等。

其中Vout2也是需要和Vout1隔离的，所以并不能共用共通接地点，为了额外提供Vout2，需要在变压器增加一个绕组Ns2，通过整流二极管D4，以及滤波电容C6，提供稳定的电压给Vout2，如图2所示：

在实施例1的基础上，所述的T1还包括第二绕组Ns2、二极管D4、第二输出滤波C6，第二绕组Ns2具有7端点和8端点，其中8端点连接C6的负极并同时连接Vo2-，7端点连接D4的正极，D4的负极连接C6的正极并同时连接Vo2+，第二绕组Ns2经过D4整流和C6滤波后提供第二输出Vout2到负载。

实施例3

上述实施例2中为了滤除低频纹波，C2往往会比较大，这样导致整个系统的反馈速度变慢，在Vout1提供的负载发生动态变化的时候，在Vout2上的电压会非常不稳定，影响芯片供电的可靠性，为了解决这个问题，我们在在原先D2和C2之间插入一个二极管D5和电容C7，其中C7的电容容量远远小于C2，R3和R1从原先的接到C2的正端改为接到C7的正端，这样的优点是，由于C7较小的电容容量，能比较快速的反馈D2整流后的电压，也就是比Vout1反应更快，这样可以使得Vout2可以更快的同Vout1的变化，改善动态调整率，如图3所示：

在实施例2的基础上，改变反激电路的机构，所述的反激电路包括变压器T1、三极管Q1、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D5，电阻R5、电阻R6、电容C4、电容C7，所述T1的Np侧边具有1端点和2端点，其中1端点连接到C1的一端，1端点和2端点之间连接D1、C4、R5，1端点与R5、C4的一端连接，D1的正极与2端点连接，D1的负极与R5、C4连接，R5和C4并联，Q1的D极连接2端点，S极连接R6的一端，G极连接反激控制电路IC1的DRV管脚，R6的另一端接地，T1的第一绕组Ns1具有3端点和4端点，其中3端点连接D2的正极，4端点接地并同时连接输出滤波C2的负极和负输出端Vo1-，D2的负极连接C7和D5的正极，D5的负极连接C2的正极和正输出端Vo1+；T1的Na侧边具有5端点和6端点，其中5端点接D3的正极，D3的负极接C5的正极和IC1的Vcc管脚；6端点接C5的负极，同时接地。

实施例4

为了解决实施例2中存在的问题，我们提供了另一种解决的方案，在原先D2上并联一个D5，在D5的阳极加一个滤波电容C7，其中C7的电容容量远远小于C2，R3和R1从原先的接到C2的正端改为接到C7的正端，这样的优点是，由于C7较小的电容容量，能比较快速的反馈D2整流后的电压，也就是比Vout1反应更快，这样可以使得Vout2可以更快的同Vout1的变化，改善动态调整率。

在实施例2的基础上，改变反激电路的机构，所述的反激电路包括变压器T1、三极管Q1、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D5，电阻R5、电阻R6、电容C4、电容C7，所述T1的Np侧边具有1端点和2端点，其中1端点连接到C1的一端，1端点和2端点之间连接D1、C4、R5，1端点与R5、C4的一端连接，D1的正极与2端点连接，D1的负极与R5、C4连接，R5和C4并联，Q1的D极连接2端点，S极连接R6的一端，G极连接反激控制电路IC1的DRV管脚，R6的另一端接地，T1的第一绕组Ns1具有3端点和4端点，其中3端点连接D2和D5的正极，D5的负极连接C7、R3以及R1，4端点接地同时接C7的另一端并连接输出滤波C2的负极和负输出端Vo1-，D2的负极连接C2的正极和正输出端Vo1+；T1的Na侧边具有5端点和6端点，其中5端点接D3的正极，D3的负极接C5的正极和IC1的Vcc管脚；6端点接C5的负极，同时接地。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换或改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。