电源电路及其扩展电路系统及其实现方法

技术领域

本发明涉及电源技术领域，尤其涉及一种逆变场景下的电源电路技术。

背景技术

目前现有技术中可实现逆变的主要电源电路拓扑有多种，例如，集中式逆变电路、组串式逆变电路及微型逆变电路等，其中集中式逆变电路属于一级拓扑电路DC/AC结构；组串式逆变电路，属于两级拓扑电路结构，由DC/DC前级电路，加上后级DC/AC电路构成；微型逆变电路，属于多级拓补电路结构，由DC/DC前级电路，加上后级DC/AC电路构成，如果系统需要隔离能力，还需要增加一级隔离电路。

集中式逆变电路，属于一级电路，转换效率高，但各种应用的拓补电路只能降压，导致输入电压范围窄。没有隔离能力，并且其单路MPPT(Maximum Power Point Tracking)的特点导致发电过程中短板效应明显，系统发电量低。

组串式逆变电路，由于增加一级MPPT，完成最大功率点跟踪的同时可以升压，所以输入电压范围宽，可以是多路MPPT输入，系统发电量相比集中式逆变电路更高，但因为两级或多级电路拓扑原因导致转换效率低，没有隔离能力，且元器件数量多，可靠性相对降低。

微型逆变电路，输入电压范围更宽，如果需要隔离则须增加一级隔离电路。可以针对单独的电源单元(例如，一块太阳能板)，或者少量的电源单元(例如，4块太阳能板串联)，提供MPPT，所以发电量更高，但是因为两级或多级别拓补原因导致转换效率低，成本远超集中式、组串式逆变电路。

发明内容

本申请的一个目的是提供一种电源电路，可以解决现有技术中电源电路无法同时实现最大功率点跟踪及根据实际输出需求进行升压/降压调整和输入与输出的隔离，转化率低，相同的转化率成本高稳定性弱等问题。

本申请提供一种电源电路，所述电源电路包括：信息采集模块、输入电容、电感、开关及用于控制开关工作状态的控制器、电容、变压器、输出半波整流模块；

所述信息采集模块，与所述开关的控制器相连接用于采集电源电路输入、输出端的电流、电压信息，并提供至所述控制器；

输入电源的一端与所述电感的一端及所述输入电容的一端相连接，所述电感的另一端与所述电容的一端及所述开关的一端相连接；所述电容的另一端与所述变压器的原边绕组的一端相连接；所述开关、所述变压器原边绕组及所述输入电容的另一端与输入电源的另一端相连接并接地；所述变压器副边绕组的两个输出端为所述电源电路的提供电能的输出端，其中一端与所述半波整流模块相连接；

所述控制器用于根据所述信息采集模块采集的电源电路输入、输出的信息及接入负载对输出的电能需求，生成控制控制开关占空比及频率的控制信息；

其中，在未知当前可输入所述电源电路的功率最大值时，所述电源电路实现最大功率点跟踪的同时，还实现根据输出需求的输出电压升/降的动态调整及隔离。

优选地，当输入电源为多个输入功率不确定的电源单元时，所述多个电源单元中的至少2个串联接入所述电源电路。

优选地，在所述电源电路输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V

优选地，所述电源电路的半波整流模块通过二极管实现半波整流。

优选地，所述电源电路的半波整流模块通过第五开关及控制所述第五开关的第五控制器实现半波整流。

优选地，所述电源电路的开关通过双向开关或可控制开关器件实现。

优选地，所述电源电路中变压器漏感值范围小于1.5％。

优选地，所述电源电路中变压器结构为铜箔或U型金属片，且绕组方式为并绕。

优选地，所述电源电路还包括为所述电源电路输出端提供整流的输出整流单元。

优选地，所述输出整流单元为H桥。

本申请还提供一种根据上述电源电路的扩展电路系统，当输入电源为多个输入功率不确定的电源单元时，所述扩展电路系统还包括与所述每个电源单元相连接的多个电源电路及与所述每个电源电路的控制器相连接的控制中心。

优选地，所述多个电源电路的输出端根据所述扩展电路输出的要求进行串/并联组合连接。

优选地，所述扩展电路还包括为所述扩展电路提供整流的输出整流单元，所述输出整流单元与所述多个电源电路的输出端相连接。

本申请还提供一种上述的电源电路同时实现最大功率点跟踪及根据输出需求的输出电压升/降的动态调整的方法，该方法包括：

步骤S1，高频获取当前实际输入电流、输入电压、输出电压、输出电流值；

步骤S2，高频调整输出电流峰值，监控由此引起的输入电压及输入功率变化情况，并根据所述输入电压及输入功率变化情况，确定输出电流峰值的更新调整信息；

步骤S3，根据所述输出电流峰值及对应输出的目标相位信息，高频确定目标输出电流值；

步骤S4，将所述当前实际输出电流值与所述目标输出电流值大小进行比较，根据所述比较结果高频确定开关的占空比、频率调整指令信息；

步骤S5，电源电路的开关高频执行所述指令信息，控制电源电路中电感的充放电时间，使得电源电路的当前实际输出电流值尽量逼近所述目标输出电流值。

优选地，所述步骤S2包括：

步骤S21，高频增加输出电流峰值，监测输入功率的变化情况；若输入功率在随着输出电流峰值的增加也在增加，则继续高频增加输出电流峰值；若输入功率随着输出电流峰值的增加在下降，则执行步骤S22；

步骤S22，高频降低输出电流峰值，检测输入功率的变化情况，若输入功率响应为上升，则继续高频降低输出电流峰值，直到输入功率开始出现下降，则进入步骤S21；若输入功率响应为下降，则执行步骤S21。

与现有技术相比，本申请的电源电路通过包括信息采集模块、输入电容、电感、开关及用于控制开关工作状态的控制器、电容、变压器、输出半波整流模块；在所述开关处于闭合状态时，开关与输入电源、所述电感形成回路，并为所述电感充电，此时所述电容与所述开关及所述变压器原边绕组电感等效形成LC震荡回路；当所述开关处于断开状态时，所述输入电源、电感、电容及变压器原边绕组等效形成LLC震荡回路，所述输入电源及充电后的电感为所述电容充电，并通过变压器原边绕组的电流变化将电能感应至副边绕组中，副边绕组输出端作为电源电路提供电能的输出端，从而实现了电能的传递。

本申请所述的电源电路同时实现最大功率点跟踪及根据输出需求的输出电压升/降的动态调整的方法，可以通过高频调整输出电流峰值大小，进一步控制调整开关的频率和/或占空比，控制电感充放电时间，实现了根据输出需要的升压/降压及最大功率点跟踪，从而在未知输入电源功率大小的领域，例如通过太阳能电池板的光伏发电领域等，可以探测出输入至电源电路的电源的功率最大值，以最大限度的获取输入电源的电能，提高发电量，使用的元器件少，可有效节约成本，具有很好的稳定性，且能量损耗低，电能转化率高。

当输入电源为多个输入功率不确定的电源单元时，本申请所述的基于上述电源电路的扩展电路，包括与所述每个电源单元相连接的多个电源电路，所述多个电源电路的输出端根据所述扩展电路输出的要求进行串/并联组合连接；从而可以将每个电源单元的电能进行最大功率点跟踪式的转化，电能转化率高；多个电源电路的输出端进行串/并联组合后，还可以输出更加宽范围的电压/功率。

附图说明

图1为本申请中的一种实施例的电源电路的连接示意图；

图2为本申请中的另一实施例中电源电路的连接示意图；

图3为本申请中的另一实施例中电源电路的连接示意图；

图4为本申请中的另一实施例中电源电路的连接示意图；

图5为本申请中的另一实施例中电源电路同时实现最大功率点跟踪及根据实际输出需求的输出电压的升/降调整方法的流程图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本申请的技术方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本申请保护的范围。

需要说明的是，本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本申请的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

本申请所述的电源电路主要应用于逆变电源领域，例如通过太阳能电池板的太阳能发电领域，尤其适用于未知当前输入电源的最大功率值，也即未知当前接入电源电路的输入电源的电能大小，可以探测跟踪出输入电源的最大功率点，同时还可以根据输出要求进行升/降压的动态调整及输入和输出的隔离，从而实现了电能的转换，也即实现不同电流、电压、功率下的电能的转换。

参图3所示，本申请的电源电路包括：信息采集模块、输入电容、电感、开关及用于控制开关工作状态的控制器、电容、变压器、输出半波整流模块；

所述信息采集模块，与所述开关的控制器相连接用于采集电源电路输入、输出端的电流、电压信息，并提供至所述控制器；

输入电源的一端与所述电感的一端及所述输入电容的一端相连接，所述电感的另一端与所述电容的一端及所述开关的一端相连接；所述电容的另一端与所述变压器的原边绕组的一端相连接；所述开关、所述变压器原边绕组及所述输入电容的另一端与输入电源的另一端相连接并接地；所述变压器副边绕组的两个输出端为所述电源电路的提供电能的输出端，其中一端与所述半波整流模块相连接；

所述控制器用于根据所述信息采集模块采集的电源电路输入、输出的信息及接入负载对输出的电能需求，生成控制控制开关占空比及频率的控制信息；

当所述开关处于闭合状态时，开关与输入电源、所述电感形成回路，并为所述电感充电；所述电容与所述开关及所述变压器原边绕组电感形成LC震荡回路，所述电容内存储的能量，在变压器原边电感和所述电容之间转移；

当所述开关处于断开状态时，所述输入电源、电感、电容及变压器原边绕组形成LLC震荡回路，所述输入电源及充电后的电感为所述电容充电，同时充电后的电感将自身能量叠加变压器原边存储的能量通过变压器原边的电流变化将电能感应至副边绕组中；其中，

在未知当前可输入所述电源电路的功率最大值时，所述电源电路实现最大功率点跟踪的同时，还实现根据输出需求的输出电压升/降的动态调整及隔离。

具体地，参图3所示，展示了本申请电源电路的连接示意图，该电源电路包括：输入电容C’、电感L，输入电源的一端与所述电感L的一端及所述输入电容C’的一端相连接，所述电感L的另一端与所述电容C的一端及所述开关K的一端相连接；所述电容C的另一端与所述变压器T的原边绕组的一端相连接；所述开关K的另一端及所述变压器原边绕组的另一端及所述输入电容C’的另一端与输入电源的另一端相连接并接地；所述变压器副边绕组的两个输出端为所述电源电路的提供电能的输出端，其中一端与所述半波整流模块相连接；控制器用于根据所述电源电路输出的电能需求，控制开关K在周期时间内处于闭合状态的时间比例，进一步地，此处的周期时间可以改变，也即周期时间可以是变化的，控制器控制开关K断开和闭合的频率及占空比。

所述电源电路的工作原理为：

具体地，控制器根据电源电路提供电能输出端所需要的电能的动态需求情况，结合对输入电能的最大功率点的跟踪，控制开关K的断开和闭合的频率及占空比。当所述开关K处于闭合状态时，开关K与输入电源、电感L形成回路，此时输入电源、输入电容通过该回路为电感L充电；所述电容C与所述开关K及所述变压器T原边绕组电感形成LC震荡回路；当所述开关K处于断开状态时，所述输入电源、电感L、电容C及变压器T原边绕组电感形成LLC震荡回路，所述输入电源、输入电容及充电后的电感L为所述电容C充电，并通过变压器原边的电流变化，将电能感应至变压器副边。

本实施例公开的电源电路通过对开关K工作状态的控制，使得电感L充电后再向电容C及变压器T原边绕组进行放电，从而使得变压器T原边绕组获得能量并感应至变压器T副边绕组，并进一步将电能输出。通过控制开关K的频率及占空比，以控制电感L的充/放电时间及变压器原边绕组电感的充/放电时间，并进一步控制变压器副边绕组输出的电能大小，本实施例通过与现有技术相比包括很少的元器件的电源电路即可实现电能的传递，成本低、稳定性强、且转化率高。

具体地，本实施例公开的电源电路在工作过程中形成的回路包括：回路①【输入电源并联输入电容+电感L+电容C+变压器T】，回路②【输入电源并联输入电容+电感L+开关K】，回路③【电容C+变压器T+开关K】，回路④【输入电源+输入电容】。

进一步，本实施例公开的电源电路的详细工作过程如下：开关K闭合时，输入电源并联输入电容为电感L充电，电感L储能，开关K断开瞬间，电感L为保持其两端的电流不得突变，便将产生一个高电压，通过开关K断开后形成的新的回路①，将电能传递出去，电感L为电容C充电，电感L和变压器T原边存储的能量通过变压器原边感应至变压器副边，此时输入电源的电压加上电感L的电压等于电容C加上变压器T原边绕组的电压，即：V

回路④，当输入功率变大，或者输出功率减小。输入电源通过回路④向输入电容充电，输入电容的电压增加；当输入功率减小或者输出功率增加，则输入电源并联输入电容一起放电，输入电容的电压下降。

在未知当前可输入所述电源电路的功率最大值时，所述电源电路实现最大功率点跟踪的同时，还实现根据输出需求的输出电压升/降的动态调整。

具体地，所述电源电路实现根据输出需求的输出电压升/降的动态调整，以获得目标波形的交流电，需满足下述原理：

在输出要求为周期性交流电时，将电源电路的输出半波整流模块输出的电压波动周期T’设置为第一时间区间，在此第一时间区间T’内，对应输出需要的输出电压是根据负载的输出需要不断变化的，例如：输出一个有效值220V的正弦波。由于电感根据其具备的不允许电流突变的特性，控制器控制开关K的开关频率对应的时间周期区间为第二时间区间T”；在第二时间区间T”小于输出半波整流模块输出的电压周期T’多个量级的情况下，在T’电压周期范围内，开关K已经完成关断和闭合的次数上百、千次，也就是说输出需要电压波形周期T’本身存在波谷至波峰的变化的过程中，因开关K的开/关切换频率较高，对于通过开关K的工作状态控制电源电路工作过程来说，局部地看输出需要的电压波形并非变化很大，基本可以认为不变，也即开关K开关一次前后对应的输出需要的电压波形视为不变，同时，在第一时间区间T’包括非常多个第二时间区间T”的情况下，也即输出电压产生明显变化时，电感L已经通过开关K的控制进行过多次的充放电过程，也即此时电感L已经完成上述工作过程中回路①【输入电源+电感L+电容C+变压器T】、回路②【输入电源+电感L+开关K】及回路③【电容C+变压器T+开关K】的多次轮回，本电路的电感L，以及变压器T的原边绕组可以通过上述方法在T”周期内实现对输出电压的精确控制，也即可以很好的控制输出在T”周期内输出需要的即便较高的、或者较低的电压波形，从而可以通过对T”周期内输出电压的高频控制，提供满足T’周期内输出需要的非常精确的电压波形，例如，通过T”＝10μS的周期内控制输出电压值，实现在T’＝20mS周期内精准输出50Hz的正弦波。

具体地，本申请电源电路具体升压/降压过程及原理为：

当电源电路提供的电压不足，无法满足负载需要，需要升压时，控制器控制开关K，调高开关K的占空比，或降低开关K的工作频率，也即增加电感L和变压器T原边绕组的充电时间，电感L和变压器T的原边绕组在开关断开时，可以有更多的电能感应至变压器T的副边绕组，以实现升压。进一步，若电源电路提供的电压较高，需要降压时，控制器控制开关K，降低开关K的占空比，降低电感L和变压器T原边绕组的充电时间，从而减少变压器T副边绕组感应到的电能，以实现降压。

此处，由于输入端的功率并不确定，所以采取升压或者降压操作后，随着输出功率的变化，输入电容的储能也会发生变化，进而导致输入电容电压的变化。

如果输入电压上升，在开关K闭合的储能周期内，电感L和变压器T原边绕组储能会增加，传递至副边的能量也会增加，输出功率会上升；如果输入电压下降，在开关K闭合的储能周期内电感L和变压器T原边绕组储能会下降，传递至副边绕组的能量也会下降，输出功率会下降。

所以，本电路提供的动态升压、降压的过程，是一种高频的，根据输出负载的动态需要以及输入电压的动态响应进行不断调整的工作过程。

此处，在开关K的工作频率对应的周期区间T”整体高于输出需要电压波形周期T’的情况下，也即T”>>T’，调整开关K的频率及占空比，进一步调整电感的充放电时间，以实现升压/降压，具体地，输入电源提供电压周期T’的大小可以根据输出需要电压波形的具体情况进行设置，进一步地，若输出需要的电压波形为电压进行周期性变化的交流电，例如，正弦波交流电，对应的T’＝10ms，若输出需要电压波形变化不具有明显的周期性，则可进行比拟与正弦波交流电的变化周期设置T’的值，例如，设置T’为10ms左右，具体设置方式只需要满足上述描述的要求，能够实现本申请的方案即可。

具体地，所述电源电路实现最大功率点跟踪的同时还实现根据输出需要的升压/降压动态调整，参图5所示，其具体工作过程如下：

步骤S1，步骤S1，高频获取当前实际输入电流【I_in】、输入电压【V_in】、输出电压、输出电流值。其中，输入电流【I_in】指输入电源电路的全部电流，包括给输入电容充电的电流。输入电压【V_in】指输入电容两端的电压。

具体地，高频获取当前实际输入电流、输入电压、输出电压、输出电流值，需要高频采集获取电源电路当前实际输入及实际输出情况，其中具体获取或采集的方式不做限制，可以通过控制器的采集单元获取，也可以通过其他方式获取，将获取后的信息传输至控制器，用于确定开关占空比及频率的调整指令信息，高频的频率大小可参考电源电路中开关的频率，例如，可以与开关频率相等，也可以小于开关频率，此处的高频的频率也是可根据实际情况变化的，具体不做限制。

步骤S2，高频调整输出电流峰值【I_out_peak】，监控由此引起的输入电压及输入功率变化情况，并根据所述输入电压及输入功率变化情况，确定输出电流峰值的更新调整信息。

步骤S21(未视出)，高频增加输出电流峰值【I_out_peak】，监测输入功率【P_in＝V_in*I_in】的变化情况；若输入功率随着输出电流峰值的增加也在增加，则继续高频增加输出电流峰值【I_out_peak】；若输入功率随着输出电流峰值的增加出现下降情况，则执行步骤S22。

具体地，参图5所示，高频增加输出电流峰值【I_out_peak】，此时，输出功率增加，输入端的输入电容将会放电，输入端的输入电容两端的电压也即输入电压下降，进而对输入功率产生影响，例如：太阳能光伏电池板作为电路的输入，改变输入电容的电压，直接影响太阳能光伏电池板的输入功率，若此时电源电路输入功率继续增加，则需要继续提高输出电流峰值【I_out_peak】，当输入功率开始出现下降时，则需要继续执行步骤S22(未视出)，启动高频降低输出电流峰值【I_out_peak】。

进一步地，增加输出电流峰值的幅度大小，可以根据具体实际情况进行设置，具体方式不做限制，例如，可以设置为先加大增加幅度，再逐渐减小增加的幅度，当输入功率输入出现下降的情况下下，再进入步骤S22高频降低输出电流峰值。

步骤S22，高频降低输出电流峰值【I_out_peak】，检测输入功率【P_in＝V_in*I_in】的变化情况，若输入功率响应为上升，则继续高频降低输出电流峰值【I_out_peak】，直到输入功率开始出现下降，则进入步骤S21；若输入功率响应为下降，则需要执行步骤S21。

具体地，继续参图5所示，高频降低输出电流峰值【I_out_peak】，并持续监控输入功率，此时，减少了输出功率，输入电源(例如光伏板)的能量更多的进入输入电容，输入端的输入电容两端的电压也即电源电路的输入电压将出现上升，若电源电路的输入功率增加，则需要继续降低输出电流峰值【I_out_peak】,直至输入功率出现下降，则需要执行步骤S21，启动高频增加输出电流峰值【I_out_peak】。

进一步地，高频降低输出电流峰值的幅度大小，可以根据具体实际情况进行设置，具体方式不做限制，例如，可以设置为先加大降低幅度，再逐渐减小降低的幅度，当输入功率输入出现下降的情况下下，再进入步骤S22高频降低输出电流峰值。

高频重复执行步骤S2中的步骤S21及步骤S22，从而使输入电容的电压刚好能够使得电源电路的输入端处在输入电源的最大功率状态，例如，输入电容的电压维持在太阳能光伏电池板的最大功率输出需要的电压点，使得电电源路能够跟踪太阳能光伏电池板的输入功率的最大值。

步骤S3，根据当前调整后的输出电流峰值【I_out_peak】及对应输出的目标相位信息，高频确定目标输出电流值【I目标输出电流值＝I输出电流峰值*目标相位信息】。

具体地，满足输出要求的当前输出的目标相位信息为当前电源电路向负载提供的当前实际输出电压与本电路向负载提供的周期性波动的电压峰值的比值，目标输出电流值为上述步骤S2中确定的输出电流峰值与目标相位信息的乘积，也即：

I

步骤S4，将所述当前实际输出电流值与所述目标输出电流值大小进行比较，根据所述比较结果高频确定开关的占空比、频率调整指令信息。

具体地，将所述当前实际输出电流值与所述目标输出电流值大小进行比较，根据所述比较结果高频确定开关的占空比、频率调整指令信息。进一步地，在当前实际输出电流值小于所述目标输出电流值为时，在控制器中生成控制开关降低频率、提高开关占空比的指令信息，控制开关工作状态进一步控制电感的充电时间，从而提高输出功率，进而提高输出电流，让输出电流高频逼近目标输出电流，实现对输出波形的控制，进而实现逆变能力；否则，在当前实际输出电流值大于所述目标输出电流值时，在控制器中生成控制开关增加频率、降低开关占空比的指令信息，控制开关工作状态进一步控制电感的充电时间，从而降低输出功率，进而降低输出电流，让输出电流高频逼近目标输出电流，进而实现逆变能力。具体地，控制开关降低、提高开关占空比的大小，提高或降低开关的频率的幅度需要根据当前实际输出电流值与目标输出电流值的差距大小而定，具体的实现方式及过程均不做限制，本领域内的普通技术人员可以根据实际场景进行尝试设置。同时，因此处的目标输出电流值里涵盖了当前输出电压的相位信息，也即根据目标输出电流值调整当前实际输出电流值时考虑了目标输出逆变的相位信息，确保当前实际输出电流值一直向目标输出电流值逼近，并围绕目标输出电流值波动，配合电流方向切换组件，使得电源电路具备逆变的能力。

步骤S5，电源电路的开关高频执行所述指令信息，控制电源电路中电感的充放电时间，使得电源电路的当前实际输出电流值尽量逼近所述目标输出电流值。

具体地，电源电路的开关高频执行所述指令信息，控制电源电路中电感的充放电时间，使得电源电路的当前实际输出电流值尽量逼近所述目标输出电流值；具体地，电源电路的开关高频执行控制器发送的调整当前占空比或频率的指令，控制电源电路中电感的充放电时间及频率，使得电源电路的当前实际输出电流值尽量逼近所述目标输出电流值，从而在实现满足输出逆变电压、电流的同时，完成对于输入最大功率点的跟踪。

此外，本申请的电源电路通过输出整流单元，例如，H桥，实现电流方向的切换，将上述步骤中生成的脉动直流，形成交流电，例如，在上述步骤中生成的符合正弦变换的直流馒头波，在电压为0点处，按照馒头波的周期，完成电流方向切换，即可生成正弦变换的交流电。

在其中一个优选的实施例中，当输入电源为多个输入功率不确定的电源单元时，所述多个电源单元中的至少2个串联接入所述电源电路。

具体地，该实施例主要针对电源电路的输入电源包括多个电源单元的情况，此时多个电源单元可以通过串联接入电源电路，以为电源电路提供更大的输入电压；同时，此处的多个电源单元也可以并联或者串/并联组合接入所述电源电路，以提供更大的电流。作为举例而非限定，将400个太阳能光伏电池进行串/并联组合，20个串在一起，20个并联在一起后，接入电源电路，在该实施例中，串联可提高电源电路的输入电压，从而使电源电路的效率更高；并联可以使电源电路提供更大的功率，节省总体电源电路的成本。

为确保本申请的电源电路稳定性好，成本低等优点的基础上，电能转换率也比较高，还需要对电源电路中元器件进行参数确定。

电源电路中元器件参数的确定原则：具体元器件参数的确定与电源电路的输入电压、输出电压及输出功率相关，首先要确定输入电压最大值、输出电压最大值，以及电源电路单元的输出功率，此处，在交流电的情况下，电压最大值指其有效值，在直流电的情况下，电压最大值指输入/输出电压范围的最大值。根据输入电压最大值、输出电压最大值的比例以及电源电路单元的输出功率，确定电源电路单元中电容参数、电感参数、变压器原边/副边绕组的电感量及原/副边绕组比例、开关工作频率范围等。

具体地，实践中电源电路单元的电感及变压器原边/副边电感参数确定时需考虑：

在开关工作频率/占空比、变压器原边电感量及电感的电感量等参数不发生变化时，输入电压增加时，在开关导通期间，所述变压器原边绕组电感可以存储更多的能量，在开关断开期间，所述变压器原边绕组电感存储的能量感应到变压器副边绕组，可以增加电源电路单元的输出功率；输入电压减少时，可以降低电源电路单元的输出功率。

在输入电压最大值、电感的电感量、开关工作频率/占空比等参数不发生变化时，变压器原边电感量减小时，在开关导通期间，所述变压器原边电感可以存储更多的能量，在开关断开期间，所述变压器原边电感存储的能量感应到变压器副边绕组，可以增加电源电路单元的输出功率；相应地，变压器原边绕组电感量增加时，可以降低电源电路单元的输出功率；变压器原边绕组电感量确定过程中还需要考虑，变压器原边绕组存储的能量太多时，可能导致变压器饱和，进而降低电能转化效率。

实践中，改变变压器原边/副边绕组的圈数比例，会影响电路的转化效率；具体地，输入电压、开关工作频率/占空比、负载电阻值、变压器原边绕组电感量、电感的电感量等确定时，增加副边绕组圈数或减少原边绕组圈数，即减小原/副边绕组比例，可以增加输出电压；相应地，减少副边绕组圈数或增加原边绕组圈数，即增加变压器原/副边绕组比例，可以降低输出电压；通过具体场景及前述方式确定变压器的参数，从而可有效提升电源电路单元的转化效率。

实践中，在输入电压、开关工作频率/占空比、变压器原边绕组电感量等确定时，电感的电感量减少时，在开关导通期间，所述电感可以存储更多的能量，在开关断开期间，所述电感存储的能量，为变压器原边充电，变压器原边绕组再将能量感应到变压器副边绕组，可以增加电源电路单元的输出功率；电感的电感量增加时，可以降低电源电路单元的输出功率。

确定开关的频率范围时需考虑：在电源电路单元中其他元器件参数不变的情况下，开关频率调低时，单周期内开关闭合的储能时间t变长，频率f减小；在所述开关闭合期间，电感、变压器原边存储的能量增加，电源电路单元的输出功率会增加。相应地，开关频率调高时，电源电路单元的输出功率会减少。另外，随着开关频率的增加，开关在导通和关断瞬间，会产生“开关损耗”，增加开关的频率，会增加开关损耗。此处，还需要考虑变压器的转化效率，不同的磁芯在不同的频率下，对应的电感量不同，转化效率不同。过低的频率，例如，低于30K时，可能导致变压器饱和，引起转化效率下降；过高的频率，例如，高于500K时，可能使得变压器的感量发生巨大变化，降低转化效率。

确定电容的参数的过程，如前所述，电容在开关断开期间储能，在开关导通期间，电容与变压器原边绕组进行谐振，将存储的能量转移到变压器原边绕组。电容的容值过小，导致在工作期间，电容上存储的能量不足，降低电源电路单元的输出功率，进而降低了转化效率；电容的容值过大，在输入电压为交流电时，电容的电压不能紧跟交流电的输入电压的变化，导致功率因数跟踪过程中计算困难，电能转化效率下降。

实践中，输入电容需要一个比较大的容值，以在输入功率变化时，可通过比较大的输入电容进行缓冲，为整个电源电路能够有效跟踪最大功率点提供了缓冲。如果输入电容容值太小，举例而非限制，500W输出功率的电路，输入电容容值小于200μF，在输入功率发生变化时，输入电容两侧电压变化太快，造成不断调整开关的占空比和频率，使得电路转换效率整体下降。

实践中，输入电容超过一定的阈值，则不再特别敏感，举例而非限制，500W功率的电路，输入电容超过6mF之后，跟踪最大功率点的效果相差有限。可以根据实际成本和产品需要选择合适的输入电容容值。

由上述分析可知，电源电路包括的元器件及其连接关系属于一个整体，元器件间彼此参数设置具有关联性，所有元器件的参数设置又具有整体性。实践中根据电路单元接入的输入电压情况，接入的负载的输出电压、输出功率的要求以及上述详细的参数选择原则及前述的变压器、电感的材质、成本，输出功率导致的变压器、电感饱和情况，设计电感的电感量，以达成多个参数的平衡。即需要对电源电路中电感、变压器原边绕组感量、开关频率、电容等参数进行单独设置范围的选择，又需要根据上述元器件间参数设置的逻辑关系，整体考虑所有元器件参数的协调性，以确保电源电路具有很好性能的基础上，具有更好的电能转化率。

在其中一个优选的实施例中，在所述电源电路输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V

具体地，该实施例提供了电源电路单元输出功率200W-1000W，输入电压计算值与输出电压计算值的比例为0.2-1.0时，电源电路单元元器件中对应的电容、变压器原边绕组、变压器原副边绕组比例的参数范围。按照上述参数确定原则及过程，在确定了具体输入电压最大值、输出电压最大值的比例及电源电路的输出功率的情况下，在本实施例提供的对应元器件的参数范围内进行对应元器件具体参数的选择和确定，以满足最大功率跟踪，及根据输出端需要的升压、降压的动态调整，且可以使电能转化率高达98％以上，具体参数实验数据及测试结果详见表1中实施例1-4，与现有技术相同功能、相同电能转化率的情况下，本申请的电源电路元器件明显比现有技术电路的元器件更少、能源损耗更少，本申请成本更低、电路稳定性更强。

作为举例而非限定，在电源电路的输入电压最大值为50V，输出电压最大值为250V左右，输出功率为200W的情况下，根据上述参数设计原则，将电感感量参数设计在10μ-1mH左右，变压器原边绕组感量参数设置在10μ-1mH左右，电容参数设置在500nF-3000nF左右，变压器原边/副边绕组比例设置在1:2-1:5左右，此时对应的电能转化率在97％以上。

具体地，在该实施例中将变压器原边绕组感量设置为10μH的感量，或者将电感的电感量设置在10μH左右，是因为在50V输入电压的情况下，每次储能周期，电感的储能以及变压器原边储能的量很低，大幅减小变压器原边绕组感量，或者大幅减少电感的电感量，才能使得变压器的原边绕组和电感在储能周期存储足够多的能量，让电源电路单元向输出端或接入的负载提供足够的功率。但是，如果继续降低变压器原边绕组感量，或者继续降低电感的电感量，会大幅增加变压器的励磁电流导致转化效率大幅下降。

在该实施例中，采用的变压器原边/副边绕组感量比值范围为1:2-1:5左右。由于输入电压最大值只有50V，如果采用1:1的变压器，需要提高开关工作的占空比，才能提高输出电压。需要的输出电压是300V，需将占空比提高到大概70％以上，才能得到300V左右的输出电压，此时开关导通工作状态下损耗下降太多，导致电源电路转化效率低。采用原边/副边绕组感量比值范围为1:2-1:5的升压变压器，可以有效降低开关的占空比，提高电能转化效率。

由于输入电压比较低，电容需要相对比较大的容值，才能保证在储能周期，有足够多的能量存储在变压器原边绕组。如果将电容参数设置在500nF以下，输出电压动态变化时，在部分功率点出现电容中存储的能量不足，效率下降的情况。如果将电容设置在3000nF以上，观察到在开关断开的过程中，产生了一个很大的电压尖冲，此时需要耐压性能更好的开关，这便增加了成本。

实践中，开关元器件选型，也与开关的工作频率设置相关，普通的硅基MOS管，最高频率建议限制在150K；碳化硅MOS管，最高频率建议限制在250K；IGBT开关管，最高频率建议限制在40K；氮化镓MOS管，最高频率建议限制在500K。本实施例开关为市面上的一般耐压150V的高频开关，例如型号为NCEP15T14的高频开关，对应的开关工作频率范围为50K-200K。

输入电压最大值为300V，输出电压最大值为300V左右，输出功率为1000W的情况下，根据上述参数设计原则，将变压器原边绕组电感量设置在60μH-1mH左右，电容参数设置在100nF-500nF左右，变压器原边/副边绕组比例设置在1:1左右，此时对应电源电路的电能转化率在98％以上。

具体地，举例而非限定，该实施例可应用在太阳能光伏领域，输入为300V的直流电，输出为峰值300V左右的交流电，电源电路单元输出功率为1000W，输入电压最大值与输出电压最大值为1:1左右，电感和变压器原边绕组的感量选择要相对较大一些，例如，将变压器原边绕组感量设置为60μH，电感感量设置为1mH。由于输入电压最大值与输出电压最大值的比例为1，所以采用的变压器原边/副边感量为1:1左右。变压器原边/副边比例接近的情况下，变压器加工工艺可节省成本，并且漏感容易控制。

在该实施例的应用场景下，选择小于100nF的电容，可能会出现在开关闭合的储能周期电容无法提供足够多的能量给变压器原边绕组，导致电源电路单元转化效率下降；选择大于500nF的电容，在开关闭合的储能周期给变压器原边绕组电感充电时，容易导致充电电流大，在开关断开瞬间，由于变压器原边漏感产生一个电压尖冲，导致需要选择更高耐压的开关，增加成本。

在该实施例中，作为举例而非限定，输入电压最大值为300V，输出电压最大值为300V左右，输出功率为1000W的情况下，根据前述参数设计原则，变压器原边绕组设置在60μH-1mH左右，电容参数设置在100nF-500nF左右，变压器原/副边绕组比例设置在1:1左右，此时对应的电能转化率在98％以上。

在该实施例中，举例而非限定，该实施例可应用在太阳能光伏领域，输入为300V的直流电，输出为峰值300V左右的交流电，电源电路单元输出功率为1000W，输入电压最大值与输出电压最大值为1:1左右，电感和变压器原边绕组的感量选择要相对较大一些。更小的感量，将造成电能转换效率下降。实践中将变压器原边绕组感量设置为60μH，电感感量设置为1mH，可使电源电路的电能转化效率高达98％及以上。

同时，可以选择将储能周期的能量存储在变压器和电感之间分配。提高电感感量、降低变压器感量，变压器原边在开光闭合的储能周期存储的能量占比更多，电感占比更少。降低电感感量、提高变压器感量，变压器原边在开光管闭合的储能周期存储的能量占比更少，电感占比更多。

在该实施例的应用场景下，电容参数在100nF-500nF左右；实践中，小于100nF的电容，在开关闭合的储能周期，电容中的能量太少，无法提供足够多的能量给变压器原边绕组，导致电源电路电能转化效率下降；大于500nF的电容，在开关闭合的储能周期，电容储能太多，其给变压器原边绕组电感充电，容易导致充电电流大，在开关断开瞬间，由于变压器原边漏感产生一个电压尖冲，导致需要选择更高耐压的开关，增加成本。

在该实施例中，由于输入电压最大值与输出电压最大值的比例为1，所以采用的变压器原边/副边感量为1:1左右。变压器原边/副边比例接近的情况下，变压器加工工艺可节省成本，并且漏感容易控制。

由于输入电压比较低，电容需要相对比较大的容值，才能保证在储能周期，有足够多的能量存储在变压器原边绕组。如果将电容参数设置在500nF以下，输出电压动态变化时，在部分功率点出现电容中存储的能量不足，效率下降的情况。如果将电容设置在3000nF以上，观察到在开关断开的过程中，产生了一个很大的电压尖冲，此时需要耐压性能更好的开关，这便增加了成本。

实践中，开关元器件选型，也与开关的工作频率设置相关，普通的硅基MOS管，最高频率建议限制在150K；碳化硅MOS管，最高频率建议限制在250K；IGBT开关管，最高频率建议限制在40K；氮化镓MOS管，最高频率建议限制在500K。本实施例开关为市面上的一般耐压150V的高频开关，例如型号为NCEP15T14的高频开关，对应的开关工作频率范围为50K-200K。

优选地，参图4所示，所述电源电路的半波整流模块通过二极管实现半波整流。

具体地，本实施例中设置的半波整流模块与变压器中副边绕组的一端相连接，其具体作用原理如下：在电源电路的开关由闭合转为断开后，开关闭合期间充电完毕的电感为电容及变压器原边绕组进行充电，变压器副边绕组被原边绕组的电流感应获得电能，此时变压器副边绕组电流通过该半波整流模块输出至电解电容或者负载进行电能提供或储能；当电源电路的开关由断开转为闭合后，电容与变压器原边绕组及开关形成等效的LC谐振回路，因电容不允许电压突变，此时电容与变压器原边绕组形成谐振，正因为在变压器副边绕组设置了半波整流模块无法形成回路，在变压器原边绕组与电容形成谐振回路时，变压器副边绕组无感应电流产生。

由此可见，半波整流模块只要能够实现变压器副边绕组电流的单向导通即可，具体实现半波整流的电路或元器件不做限制，任何现在或者将来的现有技术中可以实现半波整流的电路的方案，只要该方案可以直接适用于本实施例中的变压器副边绕组电流的单向导通，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的变压器副边绕组电流的单向导通，那么这些可以实现半波整流的电路方案均在本申请的保护范围之内，例如具有单向导通功能的二极管/MOS管、及被控制为单向导通的开关管等。

进一步，参图4所示，本实施例通过在变压器T副边绕组的对应输出端接入第三二极管D3实现变压器T的副边绕组的单向输出。二极管本身具备单向导通的属性，通过二极管实现半波整流，控制电路简单，性能稳定。

优选地，参图5所示，所述电源电路的半波整流模块通过第五开关K5及控制所述第五开关K5的第五控制器实现半波整流；所述第五控制器根据电源电路的控制器控制开关为变压器的副边绕组感应电能的模式控制第五开关的开关模式。

具体地，该实施例为通过第五开关K5实现变压器副边绕组输出的半波整流，此时第五开关K5通过第五控制器控制。进一步地，因第五开关K5的工作状态决定了变压器副边绕组是否能够形成回路，也即第五开关K5断开，其无法形成回路，第五开关K5闭合，其可以形成回路；同时，在电源电路开关闭合电容为变压器原边绕组充电二者形成谐振时，变压器副边绕组不能形成回路，也即此时第五开关K5需要断开。第五控制器需要根据电源电路中开关的工作状态对第五开关K5的工作状态进行控制，根据前述分析，在电源电路的开关处于闭合状态时，第五控制器需控制第五开关K5处于断开状态。

该实施例通过设置第五控制器及对应的第五开关实现变压器副边绕组输出半波整流的功能，在某些场景下，使用开关相对二极管其能量消耗更低，电能转化率更高。例如，举例而非限制：在输出电压峰值低于100V的场景下，使用二极管做半波整流，二极管压降占比太高，导致转化效率下降，此时可应用开关元器件实现变压器副边的输出半波整流功能。此处可采用内阻固定的开关元器件，还可采用多开关并联的方式，以减少半波整流的功率损耗，提升电能转化率。

优选地，所述电源电路的开关通过双向开关或可控制开关器件实现。

具体地，电源电路中的开关根据对应控制器的控制信息承载着电路的接通与断开的功能，此处，控制器控制开关的具体控制方式不做限制，也即控制器向开关提供控制信号的方式或途径等不做限制，可以是无线的也可以是有线的，任何现在或者将来的现有技术中可以实现控制器控制开关信号传输的方案，只要该方案可以直接适用于本实施例中的控制器向其控制的开关进行控制信号传输，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的，那么这些可以实现控制器向其控制的开关进行控制信号传输方案均在本申请的保护范围之内。

进一步地，实现电源电路中电路断开和接通的开关或开关及其控制器的具体形式也不做任何限制，任何现在或者将来的现有技术中可以实现电路断开和接通的开关或开关及其控制器的方案，只要该方案可以直接适用于本实施例电源电路中电路断开和接通的功能，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的，那么这些可以实现电路断开和接通的开关或开关及其控制器的方案均在本申请的保护范围之内。

优选地，所述电源电路还包括为所述电源电路输出端提供整流的输出整流单元。

具体地，该实施例主要针对电源电路作为逆变器需要输出交流电的场景，因电源电路的输出端输出的电流为直流，需要根据最终负载的需求将电源电路输出端输出的直流电通过输出整流单元进行整流，以满足负载的需要，进一步地，所述输出整流单元的具体整流单元实现的方式不做限制；任何现在或者将来的现有技术中可以实现整流的方案，只要该方案可以直接适用于本实施例中的电源电路，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的电源电路的，那么这些可以实现整流的方案均在本申请的保护范围之内。

优选地，参图5所示，所述输出整流单元为H桥。

图5中电源电路输出端输出直流电，直流电进入H桥进行整流，变换为交流电，以满足电源电路的负载需要，其中图5中组成H桥的元器件为普通开关，此处仅为举例而非限定，H桥中的开关器件不做任何限制仅需要实现开/关功能即可。

在其中一个优选的实施例中，所述电源电路中变压器漏感值范围为小于1.5％。

具体地，在电源电路工作过程中，开关闭合时，输入电源为电感充电，开关断开瞬间，整个电路的电流较大，此时变压器存在的漏感，会导致开关两端产生一个很大的电压峰值，开关有被该高电压击穿损坏的可能，为确保电源电路的高电能转化率，且稳定性更好，此处变压器的漏感值范围最佳为小于1.5％。

进一步，此处符合本申请电源电路的变压器的具体结构并不做限制，任何现在或者将来的现有技术中可以实现漏感小于1.5％的变压器的结构方案，只要该方案可以直接适用于本实施例电源电路中变压器的功能，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的，那么这些可以实现漏感低于1.5％的变压器结构的方案均在本申请的保护范围之内。

在其中一个优选的实施例中，所述电源电路中变压器结构为铜箔或U型金属片，且绕组方式为并绕。从而可以有效减少变压器T漏感在开关关断期间的带来的电压尖冲，使得开关得到保护。进而，让本申请的电源电路可以工作在更大功率的工况下。

具体地，该实施例公开了电源电路中变压器的结构及绕组方式，变压器的磁芯结构选择为薄片型的金属片，也可以是U型的金属片，变压器原边及副边的绕组方式为并行缠绕的方式，如此可以降低变压器的漏感，满足电源电路的运行需要。

本申请还提供一种基于上述电源电路的扩展电路系统，当输入电源为多个输入功率不确定的电源单元时，所述扩展电路系统还包括与所述每个电源单元相连接的多个电源电路及与所述每个电源电路的控制器相连接的控制中心。

具体地，当电源电路的输入端接入多个电源单元时，每个电源单元接入一个电源电路，控制中心与每个电源电路的控制器相连接，控制中心向每个控制器同步发送控制指令，以同步控制每个电源电路实现对其接入的电源单元的最大功率点跟踪的同时，根据负载的要求动态完成升压和降压。

优选地，所述多个电源电路的输出端根据所述扩展电路输出的要求进行串/并联组合连接。

优选地，所述扩展电路还包括为所述扩展电路提供整流的输出整流单元，所述输出整流单元与所述多个电源电路的输出端相连接。

具体地，当输入电源为多个输入功率不确定的电源单元时，扩展电路可以包括多个所述电源电路，每个电源电路接入每个电源单元，因电源电路具有最大功率点跟踪及根据扩展电路输出要求的电压升/降的动态调整，故本扩展电路可以实现将所有接入电源电路的电源单元的电能进行转化，即电能转化率非常高；同时，在多个电源电路的输出端进行串/并联组合后，可以使扩展电路输出一个宽范围的电压/功率，也可以根据扩展电路接入的负载/电网等的要求，进行串并联组合连接。串并联连接后，还可以根据具体输出的需要接入输出整流单元，例如H桥，整流出正弦波，以满足扩展电路的需求。

参图5所示，本申请还提供一种基于上述电源电路同时实现最大功率点跟踪及根据输出需求的输出电压升/降的动态调整的方法，该方法包括：

步骤S1，高频获取当前实际输入电流【I_in】、输入电压【V_in】、输出电压、输出电流值。

具体地，高频获取当前实际输入电流、输入电压、输出电压、输出电流值，需要高频采集获取电源电路当前实际输入及实际输出情况，其中具体获取或采集的方式不做限制，可以通过控制器的采集单元获取，也可以通过其他方式获取，将获取后的信息传输至控制器，用于确定开关占空比及频率的调整指令信息，高频的频率大小可参考电源电路中开关的频率，例如，可以与开关频率相等，也可以小于开关频率，此处的高频的频率也是可根据实际情况变化的，具体不做限制。

步骤S2，高频调整输出电流峰值【I_out_peak】，监控由此引起的输入电压及输入功率变化情况，并根据所述输入电压及输入功率变化情况，确定输出电流峰值的更新调整信息。

步骤S21(未视出)，高频增加输出电流峰值【I_out_peak】，监测输入功率【P_in＝V_in*I_in】的变化情况；若输入功率随着输出电流峰值的增加也在增加，则继续高频增加输出电流峰值【I_out_peak】；若输入功率随着输出电流峰值的增加出现下降情况，则执行步骤S22。

具体地，参图5所示，高频增加输出电流峰值【I_out_peak】，输入端的输入电容两端的电压也即输入电压下降，进而对输入功率产生影响，例如：太阳能光伏电池板作为电路的输入，改变输入电容的电压，直接影响太阳能光伏电池板的输入功率，若此时电源电路输入功率继续增加，则需要继续提高输出电流峰值【I_out_peak】，当输入功率开始出现下降时，则需要继续执行步骤S22(未视出)，启动高频降低输出电流峰值【I_out_peak】。

进一步地，增加输出电流峰值的幅度大小，可以根据具体实际情况进行设置，具体方式不做限制，例如，可以设置为先加大增加幅度，再逐渐减小增加的幅度，当输入功率输入出现下降的情况下下，再进入步骤S22高频降低输出电流峰值。

步骤S22，高频降低输出电流峰值【I_out_peak】，检测输入功率【P_in＝V_in*I_in】的变化情况，若输入功率响应为上升，则继续高频降低输出电流峰值【I_out_peak】，直到输入功率开始出现下降，则进入步骤S21；若输入功率响应为下降，则需要执行步骤S21。

具体地，继续参图5所示，高频降低输出电流峰值【I_out_peak】，并持续监控输入功率，此时，输入端的输入电容两端的电压也即电源电路的输入电压将出现上升，若电源电路的输入功率增加，则需要继续降低输出电流峰值【I_out_peak】,直至输入功率出现下降，则需要执行步骤S21，启动高频增加输出电流峰值【I_out_peak】。

进一步地，高频降低输出电流峰值的幅度大小，可以根据具体实际情况进行设置，具体方式不做限制，例如，可以设置为先加大降低幅度，再逐渐减小降低的幅度，当输入功率输入出现下降的情况下下，再进入步骤S22高频降低输出电流峰值。

高频重复执行步骤S2中的步骤S21及步骤S22，从而使输入电容的电压刚好能够使得电源电路的输入端处在输入电源的最大功率状态，例如，输入电容的电压维持在太阳能光伏电池板的最大功率输出需要的电压点，使得电电源路能够跟踪太阳能光伏电池板的输入功率的最大值。

步骤S3，根据当前调整后的输出电流峰值【I_out_peak】及对应输出的目标相位信息，高频确定目标输出电流值【I目标输出电流值＝I输出电流峰值*目标相位信息】。

具体地，满足输出要求的当前输出的目标相位信息为当前电源电路向负载提供的当前实际输出电压与本电路向负载提供的周期性波动的电压峰值的比值，目标输出电流值为上述步骤S2中确定的输出电流峰值与目标相位信息的乘积，也即：

I

步骤S4，将所述当前实际输出电流值与所述目标输出电流值大小进行比较，根据所述比较结果高频确定开关的占空比、频率调整指令信息。

具体地，将所述当前实际输出电流值与所述目标输出电流值大小进行比较，根据所述比较结果高频确定开关的占空比、频率调整指令信息，进一步地，在当前实际输出电流值小于所述目标输出电流值为时，在控制器中生成控制开关降低频率、提高开关占空比的指令信息，控制开关工作状态进一步控制电感的充电时间，从而提高输出功率，进而提高输出电流，让输出电流高频逼近目标输出电流，实现对输出波形的控制，进而实现逆变能力；否则，在当前实际输出电流值大于所述目标输出电流值时，在控制器中生成控制开关增加频率、降低开关占空比的指令信息，控制开关工作状态进一步控制电感的充电时间，从而降低输出功率，进而降低输出电流，让输出电流高频逼近目标输出电流，进而实现逆变能力。具体地，控制开关降低、提高开关占空比的大小，提高或降低开关的频率的幅度需要根据当前实际输出电流值与目标输出电流值的差距大小而定，具体的实现方式及过程均不做限制，本领域内的普通技术人员可以根据实际场景进行尝试设置。同时，因此处的目标输出电流值里涵盖了当前输出电压的相位信息，也即根据目标输出电流值调整当前实际输出电流值时考虑了目标输出逆变的相位信息，确保当前实际输出电流值一直向目标输出电流值逼近，并围绕目标输出电流值波动，配合电流方向切换组件，使得电源电路具备逆变的能力。

步骤S5，电源电路的开关高频执行所述指令信息，控制电源电路中电感的充放电时间，使得电源电路的当前实际输出电流值尽量逼近所述目标输出电流值。

具体地，电源电路的开关高频执行所述指令信息，控制电源电路中电感的充放电时间，使得电源电路的当前实际输出电流值尽量逼近所述目标输出电流值；具体地，电源电路的开关高频执行控制器发送的调整当前占空比或频率的指令，控制电源电路中电感的充放电时间及频率，使得电源电路的当前实际输出电流值尽量逼近所述目标输出电流值，从而在实现满足输出逆变电压、电流的同时，完成对于输入最大功率点的跟踪。

此外，本申请的电源电路通过输出整流单元，例如，H桥，实现电流方向的切换，将上述步骤中生成的脉动直流，形成交流电，例如，在上述步骤中生成的符合正弦变换的直流馒头波，在电压为0点处，按照馒头波的周期，完成电流方向切换，即可生成正弦变换的交流电。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。