音频处理装置

技术领域

本发明关于一种电子设备，更具体地，是关于一种用于减低噪声的音频处理装置。

背景技术

随着与无线通信相关的技术的进步，能够以无线方式进行通信的耳机(即，置入式耳机或头戴式耳机)已经满足了主流市场的需求。当向使用者播放音频(例如，电话语音或音乐声音)时，耳机提供噪声消除机制以抑制不必要的噪声。噪声消除机制例如是：主动噪声消除(advanced noise cancellation，ANC)。然而，现有的噪声消除技术无法有效抑制不必要的噪声。因此，期望能开发音频处理装置以减少不必要的干扰信号。

发明内容

根据本发明的一方面，提供一种音频处理装置，包括第一滤波器及第二滤波器。第一滤波器被配置以根据误差信号产生第一滤波信号，误差信号代表在目标空间的可听声音。第二滤波器被配置以根据误差信号产生第二滤波信号。抗噪声信号根据第一滤波信号及第二滤波信号而产生，并且抗噪声信号包括在误差信号之中。第一滤波器并联连接于第二滤波器。

以下结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述，但不作为对本发明的限定。

附图说明

图1A是本发明一实施例的应用于耳机的音频处理装置的示意图。

图1B是本发明另一实施例的应用于耳机的音频处理装置的示意图。

图2是图1A、图1B中的音频处理装置的方块图。

图3A、图3B是用于说明图2的音频处理装置的等效转移函数的等效采样时间的方块图。

图4是绘示本发明的音频处理装置的各种实例的转移函数H(z)的频谱分析的频谱图。

图5A～图5E是绘示音频处理装置的各种示例的转移函数的方块图，其根据图4的频谱图。

图6A是根据本发明另一实施例的应用于耳机的音频处理装置的示意图。

图6B是根据本发明再一实施例的应用于耳机的音频处理装置的示意图。

图7A是图6A、图6B的音频处理装置的方块图。

图7B是本发明又一实施例的音频处理装置的方块图。

图7C是本发明再一实施例的音频处理装置的方块图。

图8是本发明又一实施例的音频处理装置的方块图。

其中，附图标记：

1000,1000b,1000c,1000d,1000e:音频处理装置

2000:耳朵

3000b,4000b:耳机

3100:耳罩

3101,4101:内侧

3102,4102:外侧

4100:插入部件

100:发射前端

210,220:接收前端

310,320,330:反馈单元

410,420,430:反馈单元

380,480,580:混合器

30:反馈路径

40:前馈路径

700:扬声器

810,820:麦克风

b1,b2,b3:反馈信号

b0:总反馈信号

f1,f2,f3:前馈信号

f0:总前馈信号

y-d,y-a:消除信号

e-d,e-a:误差信号

r-d,r-a:参考信号

ac1:第一声音信号

ac2:第二声音信号

n1:第一噪声

n2:第二噪声

S1(z),S2(z),Sc(z):等效转移函数

W1(z),W2(z),Wn(z),Wc(z):转移函数

H0(z),H11(z),H12(z),H13(z):转移函数

C0,C1,C2,C3:曲线

具体实施方式

下面结合附图对本发明的结构原理和工作原理作具体的描述：

在噪声消除机制中，系采用反馈(feedback，FB)单元或前馈(feedforward，FF)单元。反馈单元和前馈单元至少将环境噪声作为误差信号或参考信号来达到噪声之减低。但是，包括反馈单元或前馈单元的电路的转移函数(transfer function)在某些频率上可能存在极点(poles)，这种极点会导致状态不稳定并引起「啸叫(howling)」现象。此外，转移函数的「过冲(over-shoot)」会导致不必要的「噪声加成(noise add-on)」。

图1A是根据本发明一实施例的应用于耳机3000的音频处理装置1000的示意图。如图1A所示，音频处理装置1000设置在耳机3000中以提供抗噪声信号，以减低环境噪声造成的影响。图1A的耳机3000例如是外挂式耳机或头戴式耳机或，其具有耳罩3100覆盖于使用者的耳朵2000(例如，左耳)。音频处理装置1000指的是设置在耳机3000的左耳部分和右耳部分的至少一者之内的集成电路芯片(IC)。为了精简图式内容，图1A仅示出耳机3000的左耳部分。

耳机3000的耳罩3100具有内侧3101，当耳罩3100覆盖耳朵2000时，内侧3101朝向耳朵2000。耳机3000配置了扬声器700和第一麦克风810。扬声器700及第一麦克风810皆设置在耳罩3100的内侧3101。因此，第一麦克风810是耳机3000的内部麦克风，并且第一麦克风810作为「误差麦克风」。音频处理装置1000向扬声器700提供消除信号y-a，扬声器700根据消除信号y-a产生第一声音信号ac1。第一声音信号ac1作为抗噪声信号以减低第一噪声n1(第一噪声n1是环境噪声)。环境噪声可以是来自耳罩3100外部的环境的外部噪声、发生于耳罩3100和耳朵2000之间的噪声、耳朵2000的耳道内的内部噪声、或上述各者的组合。

在操作上，可根据消除信号y-a而调整第一声音信号ac1，使得第一声音信号ac1理想地具有与第一噪声n1实质上相等的振幅和实质上相反的相位。当第一声音信号ac1沿着从扬声器700向耳朵2000的路径传输时，第一声音信号ac1与第一噪声n1叠加而形成第二声音信号ac2。由于第一声音信号ac1与第一噪声n1的振幅实质上相等但相位实质上相反，因此第一声音信号ac1可以显著降低甚至完全消除第一噪声n1，因此，得到的第二声音信号ac2是几乎无噪声的。而后，第二声音信号ac2被耳朵2000听到，并且使用者可具有无噪声的使用体验。

另一方面，第一麦克风810接收第二声音信号ac2，并根据第二声音信号ac2产生误差信号e-a。误差信号e-a表示：在目标空间(例如：耳朵2000)的可听声音(即，可被耳朵听见的声音)。当第一声音信号ac1有效降低第一噪声n1时，误差信号e-a的振幅的数值几乎为零。而后，误差信号e-a提供至音频处理装置1000以调整消除信号y-a(并且，可以进而调整第一声音信号ac1)。

图1B为本发明另一实施例的应用于耳机4000的音频处理装置1000的示意图。如图1B所示，耳机4000系描绘为一组无线或有线的入耳式耳塞(为了精简图式内容，图1B仅示出耳机4000的左耳部分)。类似于图1A的示例，音频处理装置1000也是设置在耳机4000内部的集成电路芯片。此外，耳机4000还配置了扬声器700和第一麦克风810。耳机4000具有插入部件4100，插入部件4100具有内侧4101，内侧4101是置入于耳朵2000。扬声器700和第一麦克风810设置在插入部件4100的内侧4101。音频处理装置1000提供消除信号y-a来控制第一声音信号ac1的振幅和相位，以降低第一噪声n1。此外，第一麦克风810利用第二声音信号ac2来产生误差信号e-a，其中第二声音信号ac2是第一声音信号ac1与第一噪声n1叠加形成的。

图2是图1A、1B中的音频处理装置1000的方块图。参见图2，音频处理装置1000包括发射前端100、接收前端210和多个反馈单元。在图2的例子中，音频处理装置1000包括以并联方式耦合的两个反馈单元(即，反馈单元310、320)。也就是说，反馈单元310、320彼此并联耦合。此外，接收前端210耦合于反馈单元310、320以形成反馈路径30。在一实施例中，反馈单元310、320是通过使用处理器来执行储存在存储器的指令来实现。

接收前端210电性耦合或通信耦合于第一麦克风810以接收误差信号e-a。误差信号e-a是模拟信号，接收前端210是音频处理装置1000的模拟电路部分。接收前端210用于处理模拟的误差信号e-a以获得数字域中的误差信号e-d。在一个示例中，接收前端210至少包括前置放大器、抗混叠滤波器和模拟-数字转换器(analog-to-digital converter，ADC)(图2中未示出)，其用于放大误差信号e-a、去除其不必要的谐波、并将误差信号e-a转换为数字的误差信号e-d。然后，所得到的数字的误差信号e-d被提供给反馈单元310及320以产生反馈信号b1及b2。此外，反馈路径30还包括混合器380，混合器380用于组合反馈信号b1及b2以形成消除信号y-d。

误差信号e-d作为评估音频处理装置1000性能的「指标」。当第一声音信号ac1有效降低甚至消除第一噪声n1时，误差信号e-d的振幅的数值几乎为零。反馈单元310及320的每一者都包括滤波器(图2中未示出)，并且误差信号e-d用于产生反馈单元310及320中的滤波器的输入序列。此外，误差信号e-d用于调整反馈单元310及320中的滤波器的系数，使得反馈单元310及320可分别提供期望的反馈信号b1及b2。根据反馈信号b1及b2获得期望的消除信号y-d。而后，消除信号y-d经由发射前端100处理以获得消除信号y-a。

与接收前端210类似，发射前端100是音频处理装置1000的另一个模拟电路部分，其可包括数字-模拟转换器(digital-to-analog converter，DAC)、重建滤波器和功率放大器(未示于图2)。发射前端100用于将数字域的消除信号y-d转换为模拟域的消除信号y-a。而后，扬声器700根据消除信号y-a产生第一声音信号ac1。

图3A及图3B是用于说明图2的音频处理装置1000的等效转移函数的等效采样时间的方块图。参照第3A及3B图，反馈单元310具有表示反馈单元310执行之处理行为的特征的脉冲响应w1(n)。脉冲响应w1(n)可以被转换到Z-值域(Z-domain)以作为转移函数W1(z)来评估反馈单元310，如第3A及3B图所示。同样的，另一个反馈单元320具有代表其行为的脉冲响应w2(n)，并且反馈单元320具有对应的Z-值域的转移函数W2(z)，如图3A及3B所示。反馈单元310及320的整体行为可经由等效转移函数Wc(z)来评估，如式(1)所示：

Wc(z)＝W1(z)+W2(z)   (1)

此外，从第一麦克风810通过接收前端210到反馈单元310及320的路径可利用等效转移函数S1(z)来评估。并且，从反馈单元310及320通过发射前端100到扬声器700的路径可利用等效转移函数S2(z)来评估。起始于反馈单元310及320的输出端且结束于反馈单元310及320的输入端的整个路径可利用等效转移函数Sc(z)来评估，如式(2)所示：

Sc(z)＝S1(z)+S2(z)   (2)

综上所述，音频处理装置1000的总转移函数H(z)可由式(3)而得到：

H(z)＝1/(1+Sc(z)Wc(z))

＝1/(1+Sc(z)[W1(z)+W2(z)])   (3)

此外，音频处理装置1000的总增益Gv可以从转移函数H(z)推导而得。如果，在频率F0，转移函数H(z)的分母的一个成分Sc(z)[W1(z)+W2(z)]的数值等于「-1」，则转移函数H(z)的分母的数值为「0」(即，1+Sc(z)[W1(z)+W2(z)]＝0)，转移函数H(z)在频率F0处具有「极点」，其导致音频处理装置1000处于不稳定状态。在这样的频率F0，音频处理装置1000具有无限大的总增益Gv，使得第一噪声n1被无限放大并引起「啸叫」现象。为了减轻「啸叫」现象，在音频处理装置1000中设置两个或更多的反馈单元(如，反馈单元310及320，等等)。采用的反馈单元的数量越多，能够越有效的防止「啸叫」现象。

另一方面，如果转移函数H(z)在某些其他频率(或在某些频率范围内)具有大于「1」的强度(即，|H(z)|>1)，则第一噪声n1也会被音频处理单元1000施以不必要的放大。在这种情况下，在频谱分析中可能观察到转移函数H(z)的「过冲」，表示第一噪声n1被不必要的「加成」了。对于本发明的音频处理装置1000而言，设置更多数量的反馈单元310及320等等，也能够有利于减轻上述「噪声加成」。

更详细地说，通常期望噪声消除装置具有较宽的频宽。然而，随着频宽的增加，可能会发生不必要的「噪声加成」现象以及不必要的「啸叫」现象。至少因为「噪声加成」以及「啸叫」现象的考量，无法无限的增加频宽。

一些现有方法是使用单一反馈单元。等效转移函数Sc(z)由上述的单一反馈单元所支配主导。因此，调整维度仅为一个维度并且由单一反馈单元所决定。在防止「躁声加成」及「啸叫」现象发生的前提下，等效转移函数Sc(z)的强度数值约为10dB时，其对应的相对窄的频宽约为300Hz。

在本发明中，使用至少两个反馈单元。等效转移函数Sc(z)由上述的至少两个反馈单元所支配主导。因此，调整维度至少为两个维度，多于现有方法的调整维度。因此，在防止「躁声加成」及「啸叫」现象发生的前提下，在给定的强度数值为10dB时，等效转移函数Sc(z)频宽相对地宽，约为800Hz。

图4是绘示本发明的音频处理装置的各种实例的转移函数H(z)的频谱分析的频谱图。图5A至图5E是根据图4的频谱图所绘示的音频处理装置的各种示例的转移函数的方块图。首先，参见图4及图5A，当音频处理装置1000没有配置任何反馈单元时，音频处理装置1000的转移函数H(z)可经由式(4)而获得：

H(z)＝H0(z)＝1/(1+Sc(z))   (4)

考量图4的曲线C0。曲线C0是对应于H0(z)的频谱并表示图2的第二声音信号ac2的强度。

接下来，参见第4及5B图，当音频处理装置1000配置一个反馈单元(例如，仅配置反馈单元310)时，音频处理装置1000的转移函数H(z)表示如式(5)：

H(z)＝H11(z)＝1/(1+Sc(z)W1(z))   (5)

图4的曲线C1是对应于H11(z)的频谱，其中曲线C1表示第二声音信号ac2的强度。关于曲线C1，在频率大约为150Hz之处，第二声音信号ac2相对于曲线C0具有22dB的强度下降，表示第一噪声n1被显著地降低。然而，在频率大约为680Hz之处，第二声音信号ac2相对于曲线C0具有不必要的11dB强度增益，表示在频率680Hz处发生了「噪声加成」。

接下来，参见图4及图5C，当音频处理装置1000配置有另一个单一反馈单元(例如，仅有反馈单元320)时，音频处理装置1000的转移函数H(z)可由式(6)而获得。关于曲线C2(其对应于H12(z)的频谱)，在曲线C2中例如从25Hz到680Hz并未发生「噪声加成」。

H(z)＝H12(z)＝1/(1+Sc(z)W2(z))   (6)

接下来，参见图4及图5D，当音频处理装置1000配置有两个并联耦合的反馈单元310及320时(如同图2的示例)，音频处理装置1000的转移函数H(z)可由式(7)而获得：

H(z)＝H2(z)＝1/(1+Sc(z)[W1(z)+W2(z)])   (7)

关于曲线C3(其对应于H13(z)的频谱)，例如从25Hz到730Hz并不发生「噪声加成」。此外，在曲线C3中观察到更大的强度下降(例如，在150Hz发生大于22db的强度下降，其大于图5C的实施例)。上述频谱分析表示，给定反馈单元(例如，反馈单元310及320)为并联耦合，如果反馈单元的数量增加，将达到更佳的噪声减低。此外，相较于曲线C0，在曲线C3中从大约25Hz到大约730Hz发生至少10dB的强度下降，因此H13(z)的频谱具有大约为700Hz的10dB有效频宽(10dB-effective-bandwidth)。这意味着，随着并联耦合的反馈单元的数量增加，在防止「噪声加成」现象以及「啸叫」现象发生的前提下，也能够达到更大的频宽。

接着，参见图5E，当音频处理装置1000配置有更多的并联耦合的反馈单元(例如，n个反馈单元)时，音频处理装置1000的转移函数H(z)表示为式(8)：

H(z)＝Hn(z)＝1/(1+Sn(z)[W1(z)+W2(z)+W3(z)+…+Wn(z)])   (8)

虽然Hn(z)的频谱未示于图4，但理论研究及实验模拟显示Hn(z)的频谱能达到较大的强度下降(相对于曲线C0)及较宽的10dB有效频宽。即，音频处理装置1000中设置的并联耦合的反馈单元的数量越多，可以达到较大的强度下降(即，更好的噪声减低)和较宽的10dB等效频宽(即，更有效防止「啸叫现象」)。

图6A是根据本发明另一实施例的应用于耳机3000b的音频处理装置1000b的示意图。图6B是根据本发明再一实施例的应用于耳机4000b的音频处理装置1000b的示意图。

参见图6A，耳机3000b类似于图1A的耳机3000，差异处在于：耳机3000b更配置有第二麦克风820以接收第二噪声n2。耳机3000b的耳罩3100具有外侧3102，当耳罩3100覆盖耳朵2000时，外侧3102朝向与耳朵2000相反的方向。第二麦克风820设置在耳罩3100的外侧3102上。因此，第二麦克风820是耳机3000b的外部麦克风。

参见图6B，耳机4000b类似于图1B的耳机4000，差异处在于：耳机4000b更配置有第二麦克风820以接收第二噪声n2。耳机4000b的插入部件4100具有外部4102，当内侧4101置入于耳朵2000时外部4102从从耳朵2000露出。第二麦克风820设置在插入部件4100的外部4102上。

第二噪声n2是另一环境噪声，第二麦克风820根据第二噪声n2产生参考信号r-a。在操作上，第一麦克风810作为「误差麦克风」以提供误差信号e-a，而第二麦克风820作为「参考麦克风」以提供参考信号r-a。误差信号e-a经由反馈路径提供至音频处理装置1000b，而参考信号r-a经由前馈路径提供至音频处理装置1000b。误差信号e-a和参考信号r-a被音频处理装置1000b用来产生期望的消除信号y-a，以使得扬声器700能够根据消除信号y-a提供期望的第一声音信号ac1。

图7A是图6A及图6B的音频处理装置1000b的方块图。参见图7A，音频处理装置1000b类似于图2的音频处理装置1000，差异处在于：音频处理装置1000b更包括接收前端220和前馈单元410，并且反馈路径30更包括反馈单元330(即，第三反馈单元)。在一实施例中，前馈单元410和反馈单元310、320及330是通过使用处理器来执行储存在存储器的指令来实现。在以下内容中，在适当时，接收前端210可以称为「第一接收前端」，接收前端220可以称为「第二接收前端」。接收前端220耦接于前馈单元410以形成前馈路径40，并且前馈路径40实质上与反馈路径30并联设置。此外，反馈单元310、320及330以并联方式耦接于彼此。即，音频处理装置1000b具有包括反馈路径30和前馈路径40的「混合型」的电路配置。在「混合型」的电路配置中，反馈路径30中的反馈单元310、320和330系用于处理误差信号e-d，其中误差信号e-d来自于第一麦克风810。并且，前馈路径40中的前馈单元410系用于处理参考信号r-d，其中参考信号r-d来自于第二麦克风820。

更具体而言，第二麦克风820(即，「参考麦克风」)根据第二噪声n2产生参考信号r-a，其中，参考信号r-a是模拟讯号。而后，前馈路径40中的接收前端220将模拟域的参考信号r-a转换为数字域的参考信号r-d。前馈单元410包括滤波器(图7A中未示出)，参考信号r-d用于产生前馈单元410中的滤波器的输入序列。此外，参考信号r-d用于调整前馈单元410中的滤波器的系数，以使得前馈单元410提供期望的前馈信号f1。

来自于反馈单元310至330的反馈信号bl、b2和b3由混合器380所结合以形成总反馈信号b0。音频处理装置1000b更包括混合器580，并且，经由混合器580结合总反馈信号b0与前馈信号f1以形成消除信号y-d。此外，数字域的消除信号y-d被发射前端100转换为模拟域的消除信号y-a。即，藉由包括反馈路径30和前馈路径40的「混合型」的电路配置，可根据分别通过反馈路径30和前馈路径40的误差信号e-a和参考信号r-a而导出消除信号y-a。而后，消除信号y-a提供至扬声器700以产生第一声音信号ac1。第一声音信号ac1用于消除第一噪声n1。

图7B是本发明又一实施例的音频处理装置1000c的方块图。参见图7B，音频处理装置1000c亦具有包括反馈路径30和前馈路径40的「混合型」的电路配置。图7B的音频处理装置1000c类似于图7A的音频处理装置1000b，差异处在于：音频处理装置1000c包括多个前馈单元410及420和430。前馈单元410、420和430彼此并联耦合。在一实施例中，前馈单元410、420和430及反馈单元310是通过使用处理器来执行储存在存储器的指令来实现。音频处理装置1000c更包括设置在前馈路径40中的混合器480。经由混合器480结合前馈信号f1、f2和f3(前馈信号f1、f2和f3来自于前馈单元410、420和430)以得到总前馈信号f0。

此外，相较于图7A的音频处理装置1000b，图7B的音频处理装置1000c包括较少数量的反馈单元，例如，只有一个反馈单元310。经由混合器580结合反馈信号b1(反馈信号b1来自反馈单元310)与总前馈信号f0以形成消除信号y-d。并且，消除信号y-d由发射前端100转换成消除信号y-a。

图7C是本发明再一实施例的音频处理装置1000d的方块图。参见图7C，音频处理装置1000d类似于图7B的音频处理装置1000c，差异处在于：音频处理装置1000d的反馈路径30包括多个反馈单元310、320和330。在一实施例中，前馈单元410、420和430及反馈单元310、320和330是通过使用处理器来执行储存在存储器的指令来实现。反馈信号b1、b2和b3被结合以形成总反馈信号b0。然后，反馈路径30提供的总反馈信号b0结合于前馈路径40提供的总前馈信号f0以形成消除信号y-d。

图8是本发明又一实施例的音频处理装置1000e的方块图。参见图8，音频处理装置1000e类似于图7B的音频处理装置1000c，差异处在于：音频处理装置1000e仅包括前馈路径40，但不包括任何反馈路径。即，音频处理装置1000e的电路配置并非「混合型」。对于音频处理装置1000e而言，来自前馈单元410、420和430的前馈信号f1、f2和f3被结合以形成消除信号y-d。

根据本发明的音频处理装置的前述各示例，多个反馈单元设置在反馈路径30中，其中反馈单元以并联方式彼此耦接。因为有了反馈单元的并联配置，可克服音频处理装置的等效转移函数的「极点」和「过冲」，从而消除了「啸叫」现象和「噪声加成」，并增加了信号频宽。此外，本发明的音频处理装置可替代地具有包括反馈路径30和前馈路径40的混合类型的配置，其中前馈路径40根据第二噪声n2(即，另一环境噪声)接收参考信号r-a。因为有了参考信号r-a的帮助，可以得到更理想的消除信号y-a，并且相应的第一声音信号ac1可更佳地减低第一噪声n1。

当然，本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。