两步式单斜坡模数转换器、读出电路、图像系统及方法

技术领域

本发明涉及集成电路设计领域，特别是涉及一种两步式单斜坡模数转换器、读出电路、图像系统及方法。

背景技术

列并行的单斜坡模数转换器(Single Slope ADC，SS ADC)具有电路结构简单、噪声低、面积小和功耗低等一系列优点，但是其A/D转换速度较慢，每n位A/D转换需要2

为了提高SS ADC的读出速度，提出了两步SS ADC的概念，传统的两步SS ADC量化过程如图1所示。整个A/D转换过程被分为粗量化和细量化两个阶段，首先量化高C位(高C位和低F位可设定，例如11位的ADC，一般选择高C位为3位，低F位为8位)，对应的量化步长ΔV

两步SS ADC可以大幅度提高A/D转换速度，但是由于粗量化将量化范围VREF分成了2

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种两步式单斜坡模数转换器、读出电路、图像系统及方法，用于解决现有两步SS ADC因斜坡发生器数量较多导致CIS的面积和功耗增加的问题。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种两步式单斜坡模数转换器，所述两步式单斜坡模数转换器包括：

斜坡发生器，用于根据斜坡控制信号产生下降斜坡电压和上升斜坡电压并输出；

选通开关，输入端连接所述斜坡发生器的输出端，用于在开关控制信号的控制下，选择接入所述下降斜坡电压或所述上升斜坡电压；

比较器，第一输入端连接所述选通开关的输出端，第二输入端连接像素电压，用于比较所述第一输入端的接入电压和所述像素电压并输出比较结果；

存储器，连接所述比较器的比较输出端，用于在粗量化阶段，根据所述比较结果存储最高位的值；

数字控制逻辑模块，连接所述存储器的输出端，用于根据所述最高位的值产生所述开关控制信号以选通所述选通开关；

计数器，连接所述比较器的比较输出端，用于在细量化阶段，根据所述比较结果进行剩余位的量化计数。

可选地，所述两步式单斜坡模数转换器还包括：

第一耦合电容，连接于所述选通开关的输出端和所述比较器的第一输入端之间；

第二耦合电容，连接于所述像素电压和所述比较器的第二输入端之间。

可选地，所述两步式单斜坡模数转换器还包括：

第一清零开关，连接于所述比较器的第一输入端和第一输出端之间，并受控于第一清零控制信号；

第二清零开关，连接于所述比较器的第二输入端和第二输出端之间，并受控于第二清零控制信号。

可选地，所述斜坡发生器采用电流舵式数模转换器实现。

可选地，所述斜坡发生器包括：M组电流控制单元、第一负载电阻及第二负载电阻，其中，M组所述电流控制单元的电路结构均包括：电流源、第一控制开关及第二控制开关；

所述电流源的电源端连接电源电压，所述电流源的输入端连接偏置电压，所述电流源输出端连接所述第一控制开关的第一端及所述第二控制开关的第一端，所述第一控制开关的第二端通过所述第一负载电阻接地并产生所述下降斜坡电压，所述第二控制开关的第二端通过所述第二负载电阻接地并产生所述上升斜坡电压，所述第一控制开关受控于所述斜坡控制信号，所述第二控制开关受控于所述斜坡控制信号的反相信号；其中，M为大于1的正数。

可选地，所述存储器为1位存储器，所述计数器为(N-1)位计数器，其中，N为所述两步式单斜坡模数转换器的分辨率。

可选地，所述数字控制逻辑模块还用于产生所述斜坡控制信号。

本发明还提供一种读出电路，所述读出电路包括：如上任一项所述的两步式单斜坡模数转换器。

本发明还提供一种图像系统，所述图像系统包括：如上所述的读出电路。

本发明还提供一种如上任一项所述的两步式单斜坡模数转换器的转换方法，所述转换方法包括：

初始阶段，基于所述斜坡控制信号将所述下降斜坡电压的值设为VREF，并将所述上升斜坡电压的值设为0；

粗量化阶段，基于所述斜坡控制信号将所述下降斜坡电压的值由VREF降至1/2VREF，并将所述上升斜坡电压的值由0升至1/2VREF；同时，基于所述开关控制信号控制所述选通开关接入所述下降斜坡电压；

比较所述像素电压VPIX和所述下降斜坡电压，若VPIX<1/2VREF，则将最高位MSB置为第一标记位，并基于所述开关控制信号控制所述选通开关维持接入所述下降斜坡电压，若VPIX>1/2VREF，则将MSB置为第二标记位，并基于所述开关控制信号控制所述选通开关切换接入所述上升斜坡电压；

细量化阶段，基于所述斜坡控制信号控制所述下降斜坡电压的值逐渐下降或控制所述上升斜坡电压的值逐渐上升，并对剩余位进行量化，以得到所有位的量化结果。

本发明还提供一种如上任一项所述的两步式单斜坡模数转换器的转换方法，所述转换方法包括：

初始阶段，基于所述斜坡控制信号将所述上升斜坡电压的值设为0，并将所述下降斜坡电压的值设为VREF；

粗量化阶段，基于所述斜坡控制信号将所述上升斜坡电压的值由0升至1/2VREF，并将所述下降斜坡电压的值由VREF降至1/2VREF；同时，基于所述开关控制信号控制所述选通开关接入所述上升斜坡电压；

比较所述像素电压VPIX和所述上升斜坡电压，若VPIX<1/2VREF，则将最高位MSB置为第一标记位，并基于所述开关控制信号控制所述选通开关切换接入所述下降斜坡电压，若VPIX>1/2VREF，则将MSB置为第二标记位，并基于所述开关控制信号控制所述选通开关维持接入所述上升斜坡电压；

细量化阶段，基于所述斜坡控制信号控制所述下降斜坡电压的值逐渐下降或控制所述上升斜坡电压的值逐渐上升，并对剩余位进行量化，以得到所有位的量化结果。

可选地，所述像素电压包括图像电压和/或复位电压。

可选地，当所述像素电压包括所述图像电压和所述复位电压时，基于所述上升斜坡电压或所述下降斜坡电压量化所述复位电压，或者，基于所述上升斜坡电压和所述下降斜坡电压分别量化所述复位电压，并基于所述图像电压的量化结果选择所述复位电压的量化结果，以进行相关双采样获取图像信号。

如上所述，本发明的两步式单斜坡模数转换器、读出电路、图像系统及方法，提出了一种使用差分斜坡电压的两步式单斜坡模数转换方案，将N位分辨率分成1位的最高位(MSB)和(N-1)位的剩余位，在第一次A/D转换过程中采用二分法完成MSB的量化，可以有效地减少量化步骤且随着ADC分辨率的提高，节省的转换时钟周期会逐渐增加。本方案不需要增加额外的斜坡发生器，只需要利用现有斜坡发生器(即利用传统单斜ADC，只需一个斜坡发生器)产生的下降斜坡电压和上升斜坡电压，就可以完成两步SS ADC的量化过程。由于所用的下降斜坡电压和上升斜坡电压由同一个斜坡发生器产生，因此有效地解决了传统两步SS ADC面积、功耗和线性度的问题，在不影响CIS面积、功耗和线性度的前提下，能有效提升SS ADC的量化速度。另外，本方案基于传统的SS ADC架构，因此，本方案和传统SS ADC算法之间可以进行可逆切换，无需重新设计。

附图说明

图1显示为传统两步SS ADC对应的转换过程波形图。

图2显示为本发明两步式单斜坡模数转换器的电路示意图。

图3显示为本发明斜坡发生器的电路示意图。

图4显示为本发明转换方法对应的MSB＝1时的转换过程波形图。

图5显示为本发明转换方法对应的MSB＝0时的转换过程波形图。

元件标号说明

1 读出电路

10两步式单斜坡模数转换器

100 斜坡发生器

101 电流控制单元

200 比较器

300 存储器

400 数字控制逻辑

500 计数器

2 信号输出端

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

请参阅图2至图5。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，虽图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的形态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局形态也可能更为复杂。

实施例一

如图2所示，本实施例提供一种两步式单斜坡模数转换器10，该两步式单斜坡模数转换器10包括：斜坡发生器100、选通开关200、比较器300、存储器400、数字控制逻辑模块500及计数器600。

斜坡发生器100用于根据斜坡控制信号ramp_az产生下降斜坡电压Vramp_F和上升斜坡电压Vramp_R并输出。其中，在一示例中，可以是斜坡发生器内有一套数字电路，可以输出斜坡控制信号ramp_az，用于控制斜坡产生，例如，控制斜坡发生器中电流源下的开关switch逐个闭合/断开，当然，也可以现有技术中其他产生斜坡的方式，并不局限于此。

具体的，如图3所示，斜坡发生器100采用电流舵式数模转换器实现；包括：M组电流控制单元101、第一负载电阻Rload1及第二负载电阻Rload2，其中，M组电流控制单元101的电路结构均包括：电流源I0、第一控制开关S1及第二控制开关S2；电流源I0的电源端连接电源电压VDD，电流源I0的输入端连接偏置电压，输出端连接第一控制开关S1的第一端及第二控制开关S2的第一端，第一控制开关S1的第二端通过第一负载电阻Rload1接地并产生下降斜坡电压Vramp_F，第二控制开关S2的第二端通过第二负载电阻Rload2接地并产生上升斜坡电压Vramp_R，第一控制开关S1受控于斜坡控制信号ramp_az，第二控制开关S2受控于斜坡控制信号ramp_az的反相信号；其中，M为大于1的正数。

在一示例中，M组电流控制单元101的电路结构相同，在其他示例中，也可以依据实际需求设置为不同。在另一可选示例中，M组电流控制单元101的电流源I0具有相同的电流大小，当然，M组电流控制单元101的电流源I0的电流大小也可以设置为不完全相同，具体的大小设置可依依据实际需求设定，可选地，M组电流控制单元101中各组电流控制单元的电流源大小可以是二进制递增的比例，例如依次为I：2I：4I：8I：16I：32I：64I：128I；M组电流控制单元101中各组电流控制单元的电流源大小还可以是混合型的比例，例如依次为I：2I：4I：8I：16I：16I：16I。因此，M组电流控制单元101中各组电流控制单元的电流源大小可以基于实际需求来设计，在此不做限定。

本示例中，M个第一控制开关S1受控于斜坡控制信号ramp_az，M个第二控制开关S2受控于斜坡控制信号ramp_az的反相信号，通过控制第一控制开关S1和第二控制开关S2的闭合数量，来控制流向相应负载电阻的电流大小，以此控制下降斜坡电压Vramp_F和上升斜坡电压Vramp_R的大小；如M＝6，斜坡控制信号ramp_az为111111，则其反相信号为000000，此时，6个第一控制开关S1全部闭合，6个第二控制开关S2全部断开，流向第一负载电阻Rload1的电流最大，流向第二负载电阻Rload2的电流最小，下降斜坡电压Vramp_F最大为VREF，上升斜坡电压Vramp_R最小为0；又如斜坡控制信号ramp_az为000000，则其反相信号为111111，此时，6个第一控制开关S1全部断开，6个第二控制开关S2全部闭合，流向第一负载电阻Rload1的电流最小，流向第二负载电阻Rload2的电流最大，下降斜坡电压Vramp_F最小为0，上升斜坡电压Vramp_R最大为VREF。

选通开关200的输入端连接斜坡发生器100的输出端，用于在开关控制信号sw_az的控制下，选择接入下降斜坡电压Vramp_F或上升斜坡电压Vramp_R。

具体的，本示例中，选通开关200可以是二选一的选通开关MUX，具有第一输入端(如D输入端)和第二输入端(如DB输入端)，还具有选择后的输出端(如X输出端)，当选通开关MUX接收到开关控制信号时选通第一输入端或者第二输入端。例如，当控制信号S＝1时，X输出端选通D输入端，当控制信号S＝0时，X输出端选通DB输入端，从而基于D输入端和DB输入端实现下降斜坡电压Vramp_F或上升斜坡电压Vramp_R的接入。

当然，在其他可选实施例中，还可以是选通开关200包括第一开关和第二开关；其中，第一开关的第一端和第二开关的第一端作为选通开关200的输入端，对应连接斜坡发生器100的两个输出端，以分别接入下降斜坡电压Vramp_F和上升斜坡电压Vramp_R；第一开关的第二端和第二开关的第二端彼此相连并作为选通开关200的输出端；第一开关的控制端和第二开关的控制端作为选通开关200的控制端，对应接入开关控制信号sw_az及其反相信号。本示例中，第一开关的第一端连接下降斜坡电压Vramp_F，控制端连接开关控制信号sw_az，第二开关的第一端连接上升斜坡电压Vramp_R，控制端连接开关控制信号sw_az的反相信号；在开关控制信号sw_az为高电位时，第一开关闭合，第二开关断开，此时下降斜坡电压Vramp_F输入至比较器300中，在开关控制信号sw_az为低电位时，第一开关断开，第二开关闭合，此时上升斜坡电压Vramp_R输入至比较器300中。

比较器300的第一输入端连接选通开关200的输出端，第二输入端连接像素电压VPIX，用于比较第一输入端的接入电压Vx和像素电压VPIX并输出比较结果。

本示例中，比较器300的同相输入端连接选通开关200的输出端以连接接入电压Vx，反相输入端连接像素电压VPIX；此时，在接入电压Vx大于像素电压VPIX时，比较器300输出高电平，在接入电压Vx小于像素电压VPIX时，比较器300输出低电平。

存储器400连接比较器300的比较输出端，用于在粗量化阶段，根据比较结果存储最高位MSB的值。

本示例中，在比较器300输出高电平时，存储器400中存储MSB＝1，在比较器300输出低电平时，存储器400中存储MSB＝0。由于存储器400仅存储1位数据(1或0)，因此，一般存储器400为1位存储器。在一示例中，存储器400可以采用图像传感器中现有的存储器件实现，可以是额外制作的存储器件，如可以是静态随机存取存储器SRAM。

数字控制逻辑模块500连接存储器400的输出端，用于至少根据最高位MSB的值产生开关控制信号sw_az以选通选通开关200。

本示例中，在比较像素电压VPIX和下降斜坡电压Vramp_F时：若VPIX<1/2VREF，则数字控制逻辑模块500根据最高位MSB的值(如MSB＝1)保持开关控制信号sw_az为高电位，以此控制选通开关200继续输出下降斜坡电压Vramp_F；若VPIX>1/2VREF，则数字控制逻辑模块500根据最高位MSB的值(如MSB＝0)将开关控制信号sw_az拉低，以此控制选通开关200切换输出上升斜坡电压Vramp_R。

在比较像素电压VPIX和上升斜坡电压Vramp_R时：若VPIX>1/2VREF，则数字控制逻辑模块500根据最高位MSB的值(如MSB＝0)保持开关控制信号sw_az为低电位，以此控制选通开关200继续输出上升斜坡电压Vramp_R；若VPIX<1/2VREF，则数字控制逻辑模块500根据最高位MSB的值(如MSB＝1)将开关控制信号sw_az拉高，以此控制选通开关200切换输出下降斜坡电压Vramp_F。

在一示例中，数字控制逻辑模块500可以基于与门电路实现，接收使能信号及最高位MSB信号，从而形成开关控制信号sw_az控制选通开关，当然，其他可按如上逻辑产生开关控制信号sw_az的电路也同样适用于本示例。

进一步的，该数字控制逻辑模块500还用于产生斜坡控制信号ramp_az。

该示例中，初始阶段，数字控制逻辑模块500产生的斜坡控制信号ramp_az应控制M个第一控制开关S1全部闭合，M个第二控制开关S2全部断开，以使下降斜坡电压Vramp_F为VREF，上升斜坡电压Vramp_R为0；粗量化阶段，数字控制逻辑模块500产生的斜坡控制信号ramp_az应控制M个第一控制开关S1中的一半闭合，M个第二控制开关S2中的一半闭合，以使下降斜坡电压Vramp_F为VREF/2，上升斜坡电压Vramp_R为VREF/2；细量化阶段，数字控制逻辑模块500产生的斜坡控制信号ramp_az应控制M个第一控制开关S1在现有基础上逐渐减少闭合数量，使下降斜坡电压Vramp_F从VREF/2逐渐减小至0，或者，控制M个第二控制开关S2在现有基础上逐渐增加闭合数量，使上升斜坡电压Vramp_R从VREF/2逐渐增大至VREF。

例如，在一示例中，根据存储器中最高位MSB的值指示需要控制选通开关200继续输出下降斜坡电压Vramp_F，则数字控制逻辑模块500根据该指示产生的斜坡控制信号ramp_az应控制M个第一控制开关S1在现有基础上逐渐减少闭合数量，使下降斜坡电压Vramp_F从VREF/2逐渐减小至0。在一示例中，数字控制逻辑模块500可以采用控制器实现，当然，其他可按如上逻辑产生开关控制信号sw_az及其反相信号、斜坡控制信号ramp_az及其反相信号的电路也同样适用于本示例。

另外，本实施例中，斜坡发生器100可以基于现有的斜坡控制信号ramp_az的产生方式产生，例如，可以基于寄存器控制实现，另外，斜坡控制信号ramp_az的编码方式可以为二进制码、温度计码或混合编码的编码方式，但并不局限于此。其中，可以是在粗量化阶段，基于寄存器形成下降斜坡电压Vramp_F为VREF，上升斜坡电压Vramp_R为0的斜坡电压，接着，控制使下降斜坡电压Vramp_F为VREF/2，上升斜坡电压Vramp_R为VREF/2，其等待时间可以斜坡发生器本身设置，以实现下降斜坡电压Vramp_F为VREF/2，上升斜坡电压Vramp_R为VREF/2；最后，细量化阶段，控制下降斜坡电压Vramp_F从VREF/2逐渐减小至0，上升斜坡电压Vramp_R从VREF/2逐渐增大至VREF，并基于选通开关选择。

计数器600连接比较器300的比较输出端，用于在细量化阶段，根据比较结果进行剩余位的量化计数。其中，计数器600为(N-1)位计数器，N为该两步式单斜坡模数转换器的分辨率。

进一步的，该两步式单斜坡模数转换器10还包括：第一耦合电容C1及第二耦合电容C2；其中，第一耦合电容C1连接于选通开关200的输出端和比较器300的第一输入端之间，第二耦合电容C2连接于像素电压VPIX和比较器300的第二输入端之间，用于对输入比较器300的相应电压信号做缓冲处理。

本示例中，第一耦合电容C1连接于选通开关200的输出端和比较器300的同相输入端Vinp之间，第二耦合电容C2连接于像素电压VPIX和比较器300的反相输入端Vinn之间；第一耦合电容C1为可变电容，第二耦合电容C2为固定电容，其中可变电容的具体容值应根据接入电压的值来设定。

进一步的，该两步式单斜坡模数转换器10还包括：第一清零开关K1及第二清零开关K2；其中，第一清零开关K1连接于比较器300的第一输入端和第一输出端之间并受控于第一清零控制信号；第二清零开关K2连接于比较器300的第二输入端和第二输出端之间并受控于第二清零控制信号。

本示例中，第一清零开关K1连接于比较器300的同相输入端Vinp和同相输出端Vop1之间，第二清零开关K2连接于比较器300的反相输入端Vinn和反相输出端Von1之间，且第一清零控制信号和第二清零控制信号为同一清零控制信号cmp_az。在清零控制信号cmp_az有效时，第一清零开关K1和第二清零开关K2闭合，将比较器300的同相输入端Vinp和同相输出端Vop1短接，反相输入端Vinn和反相输出端Von1短接，以此实现对比较器300进行清零操作。

相应的，本实施例还提供一种如上记载的两步式单斜坡模数转换器10的转换方法，该转换方法包括：步骤1)、步骤2)及步骤3)。

步骤1)初始阶段，基于斜坡控制信号ramp_az将下降斜坡电压Vramp_F的值设为VREF，并将上升斜坡电压Vramp_R的值设为0。如，基于斜坡控制信号ramp_az及其反相信号控制M个第一控制开关S1全部闭合，M个第二控制开关S2全部断开，以此，将下降斜坡电压Vramp_F的值设为VREF，将上升斜坡电压Vramp_R的值设为0。

步骤2)粗量化阶段，基于斜坡控制信号ramp_az将下降斜坡电压Vramp_F的值由VREF降至1/2VREF，并将上升斜坡电压Vramp_R的值由0升至1/2VREF。如，基于斜坡控制信号ramp_az及其反相信号控制M个第一控制开关S1中的一半闭合，M个第二控制开关S2中的一半闭合，以此，将下降斜坡电压Vramp_F的值由VREF降至1/2VREF，将上升斜坡电压Vramp_R的值由0升至1/2VREF。

同时，基于开关控制信号sw_az控制选通开关200接入下降斜坡电压Vramp_F，并比较像素电压VPIX和下降斜坡电压Vramp_F；若VPIX<1/2VREF，则将最高位MSB置为第一标记位，并基于开关控制信号sw_az控制选通开关200维持接入下降斜坡电压Vramp_F；若VPIX>1/2VREF，则将MSB置为第二标记位，并基于开关控制信号sw_az控制选通开关200切换接入上升斜坡电压Vramp_R。如将下降斜坡电压Vramp_F和像素电压VPIX对应接入比较器300的同相输入端和反相输入端，对下降斜坡电压Vramp_F和像素电压VPIX进行比较，并根据比较结果将MSB的值存储至存储器400中，如VPIX<1/2VREF，MSB＝1，VPIX>1/2VREF，MSB＝0。

步骤3)细量化阶段，基于斜坡控制信号ramp_az控制下降斜坡电压Vramp_F的值逐渐下降或控制上升斜坡电压Vramp_R的值逐渐上升，并对剩余位进行量化，以得到所有位的量化结果。如，基于斜坡控制信号ramp_az控制M个第一控制开关S1在原有基础上逐渐减少闭合数量，使下降斜坡电压Vramp_F的值从1/2VREF逐渐减小至0，或者，基于斜坡控制信号ramp_az的反相信号控制M个第二控制开关S2在原有基础上逐渐增加闭合数量，使上升斜坡电压Vramp_R的值从1/2VREF逐渐增大至VREF，并利用比较器300和计数器600对剩余位进行量化。

具体的，像素电压VPIX包括图像电压Vsig和/或复位电压Vrst。当像素电压VPIX包括图像电压Vsig和复位电压Vrst时，基于上升斜坡电压Vramp_R或下降斜坡电压Vramp_F量化复位电压Vrst，或者，基于上升斜坡电压Vramp_R和下降斜坡电压Vramp_F分别量化复位电压Vrst，并基于图像电压Vsig的量化结果选择复位电压Vrst的量化结果，以进行相关双采样(CDS)获取图像信号，消除KT/C和FPN等噪声。

只使用上升斜坡电压Vramp_R量化复位电压Vrst，对于图像电压Vsig大于VREF/2的像素信号可以执行真正的CDS，而对于图像电压Vsig小于VREF/2的像素信号则无法执行真正的CDS；只使用下降斜坡电压Vramp_F量化复位电压Vrst，对于图像电压Vsig小于VREF/2的像素信号可以执行真正的CDS，而对于图像电压Vsig大于VREF/2的像素信号则无法执行真正的CDS；但是由于强光信号是以光子散粒噪声为主，因此，对于图像电压Vsig小于VREF/2的像素信号，或者，图像电压Vsig大于VREF/2的像素信号，即，对于不能执行真的CDS的情况，可以认为“假”CDS无法消除的噪声不影响CIS整体的噪声性能。

在另一示例中，先后使用上升斜坡电压Vramp_R和下降斜坡电压Vramp_F量化复位电压Vrst，在完成两步A/D转换后，如果MSB＝1，做CDS时应选取下降斜坡电压Vramp_F量化复位电压Vrst得到的数字码值；如果MSB＝0，做CDS时应选取上升斜坡电压Vramp_R量化复位电压Vrst得到的数字码值；这样所有的像素信号均可以执行真正的CDS。

在一示例中，采用两步式单斜坡模数转换器10基于传统的SSADC进行复位信号的量化，基于上述二分法进行图像信号的量化，由于本方案基于传统的SS ADC架构，因此可以在使用差分斜坡的两步SS ADC和传统SS ADC算法之间进行可逆切换，节省功耗。

相应的，本实施例还提供一种如上记载的两步式单斜坡模数转换器10的转换方法，该转换方法包括：步骤1)、步骤2)及步骤3)。

步骤1)初始阶段，基于斜坡控制信号ramp_az将上升斜坡电压Vramp_R的值设为0，并将下降斜坡电压Vramp_F的值设为VREF。如，基于斜坡控制信号ramp_az及其反相信号控制M个第一控制开关S1全部闭合，M个第二控制开关S2全部断开，以此，将上升斜坡电压Vramp_R的值设为0，将下降斜坡电压Vramp_F的值设为VREF。

步骤2)粗量化阶段，基于斜坡控制信号ramp_az将上升斜坡电压Vramp_R的值由0升至1/2VREF，并将下降斜坡电压Vramp_F的值由VREF降至1/2VREF。如，基于斜坡控制信号ramp_az及其反相信号控制M个第一控制开关S1中的一半闭合，M个第二控制开关S2中的一半闭合，以此，将上升斜坡电压Vramp_R的值由0升至1/2VREF，将下降斜坡电压Vramp_F的值由VREF降至1/2VREF。

同时，基于开关控制信号sw_az控制选通开关200接入上升斜坡电压Vramp_R，并比较像素电压VPIX和上升斜坡电压Vramp_R；若VPIX<1/2VREF，则将最高位MSB置为第一标记位，并基于开关控制信号sw_az控制选通开关200切换接入下降斜坡电压Vramp_F；若VPIX>1/2VREF，则将MSB置为第二标记位，并基于开关控制信号sw_az控制选通开关200维持接入上升斜坡电压Vramp_R。如将上升斜坡电压Vramp_R和像素电压VPIX对应接入比较器300的同相输入端和反相输入端，对上升斜坡电压Vramp_R和像素电压VPIX进行比较，并根据比较结果将MSB的值存储至存储器400中，如VPIX<1/2VREF，MSB＝1，VPIX>1/2VREF，MSB＝0。

步骤3)细量化阶段，基于斜坡控制信号ramp_az控制下降斜坡电压Vramp_F的值逐渐下降或控制上升斜坡电压Vramp_R的值逐渐上升，并对剩余位进行量化，以得到所有位的量化结果。如，基于斜坡控制信号ramp_az控制M个第一控制开关S1在原有基础上逐渐减少闭合数量，使下降斜坡电压Vramp_F的值从1/2VREF逐渐减小至0，或者，基于斜坡控制信号ramp_az的反相信号控制M个第二控制开关S2在原有基础上逐渐增加闭合数量，使上升斜坡电压Vramp_R的值从1/2VREF逐渐增大至VREF，并利用比较器300和计数器600对剩余位进行量化。

同理，具体的，像素电压VPIX包括图像电压Vsig和/或复位电压Vrst。当像素电压VPIX包括图像电压Vsig和复位电压Vrst时，基于上升斜坡电压Vramp_R或下降斜坡电压Vramp_F量化复位电压Vrst，或者，基于上升斜坡电压Vramp_R和下降斜坡电压Vramp_F分别量化复位电压Vrst，并基于图像电压Vsig的量化结果选择复位电压Vrst的量化结果，以进行相关双采样(CDS)获取图像信号，消除KT/C和FPN等噪声。

只使用上升斜坡电压Vramp_R量化复位电压Vrst，对于图像电压Vsig大于VREF/2的像素信号可以执行真正的CDS，而对于图像电压Vsig小于VREF/2的像素信号则无法执行真正的CDS；只使用下降斜坡电压Vramp_F量化复位电压Vrst，对于图像电压Vsig小于VREF/2的像素信号可以执行真正的CDS，而对于图像电压Vsig大于VREF/2的像素信号则无法执行真正的CDS；但是由于强光信号是以光子散粒噪声为主，因此，对于图像电压Vsig小于VREF/2的像素信号，或者，图像电压Vsig大于VREF/2的像素信号，即，对于不能执行真的的CDS的情况，可以认为“假”CDS无法消除的噪声不影响CIS整体的噪声性能。

在另一示例中，先后使用上升斜坡电压Vramp_R和下降斜坡电压Vramp_F量化复位电压Vrst，在完成两步A/D转换后，如果MSB＝1，做CDS时应选取下降斜坡电压Vramp_F量化复位电压Vrst得到的数字码值；如果MSB＝0，做CDS时应选取上升斜坡电压Vramp_R量化复位电压Vrst得到的数字码值；这样所有的像素信号均可以执行真正的CDS。

同理，在一示例中，采用两步式单斜坡模数转换器10基于传统的SSADC进行复位信号的量化，基于上述二分法进行图像信号的量化，由于本方案基于传统的SS ADC架构，因此可以在使用差分斜坡的两步SS ADC和传统SS ADC算法之间进行可逆切换，节省功耗。

下面请结合图2和图3，参阅图4和图5，对本实施例两步式单斜坡模数转换器的转换方法进行说明。

像素电压VPIX包括图像电压Vsig和复位电压Vrst，由于量化图像电压Vsig的时间要远大于量化复位电压Vrst的时间，因此，重点关注图像电压Vsig的A/D转换过程。

初始阶段，将M个第一控制开关S1全部闭合，M个第二控制开关S2全部断开，此时，下降斜坡电压Vramp_F的值为VREF，上升斜坡电压Vramp_R的值为0。

粗量化阶段，将M/2个第一控制开关S1闭合，相应将M/2个第二控制开关S2闭合，以在很短的时间内将下降斜坡电压Vramp_F的值由VREF下降至VREF/2，将上升斜坡电压Vramp_R的值由0上升至VREF/2；同时，将下降斜坡电压Vramp_F和图像电压Vsig对应输入比较器300的同相输入端和反相输入端并进行比较：

(1)若比较器300的输出未翻转，则说明Vsig

之后，进入到细量化阶段，将M个第一控制开关S1在一半闭合的基础上逐渐减小闭合数量，将下降斜坡电压Vramp_F的值由VREF/2逐渐下降至0，按照传统SS ADC的工作模式继续量化剩余的(N-1)位，最后根据码值的权重得到N位的量化结果。

(2)若比较器200的输出翻转，则说明Vsig>VREF/2，此时，MSB＝0被存储到存储器300中；同时，基于开关控制信号sw_az将比较器300的同相输入端切换接入上升斜坡电压Vramp_R；

之后，进入到细量化阶段，将M个第二控制开关S2在一半闭合的基础上逐渐增加闭合数量，将上升斜坡电压Vramp_R的值由VREF/2逐渐上升至VREF，按照传统SS ADC的工作模式继续量化剩余的(N-1)位，最后根据码值的权重得到N位的量化结果。

本方案所提出的两步SS ADC是通过在第一次A/D转换中应用二分法来提高SS ADC的转换速度，同时保留传统SS ADC噪声低、面积小和功耗低的优势；在粗量化过程中，虽然斜坡电压的信号线性度很差，但是并不影响1位MSB的获取和后续(N-1)位码值的细量化。在第二次A/D转换过程中，利用下降斜坡电压Vramp_F和上升斜坡电压Vramp_R将量化范围VREF分成上下两个子区间，根据第一步获得的MSB的值，在细量化之前选择下降斜坡电压Vramp_F或上升斜坡电压Vramp_R完成剩余位的量化。因此，相对于传统的SS ADC，本方案获得MSB的A/D转换时间有效减少，且随着SS ADC分辨率的提高，其有效性也会逐渐提高；另外，由于只采用了一个斜坡发生器，有效地解决了传统两步SS ADC面积、功耗和线性度的问题。

实施例二

如图2所示，本实施例提供一种读出电路1，该读出电路1包括：如实施例一记载的两步式单斜坡模数转换器10。

相应的，如图2所示，本实施例还提供一种图像系统，该图像系统包括：如上记载的读出电路1。在一示例中，图像系统为一种图像传感器系统，如CMOS图像传感器系统。

进一步的，该图像系统还包括像素阵列，该像素阵列包括若干个按行和列排布呈阵列的像素单元；其中，各列像素单元对应相同或不同的列线，以分别实现像素电压VPIX的串行输出或并行输出，具有对应的信号输出端2。在一示例中，读出电路1与像素单元列一一对应，单斜坡模数转换器10与像素单元列一一对应，进一步示例中，还可以是一行单斜坡模数转换器10共用同一个斜坡发生器。另外，需要说明的是，像素单元具有现有任一种像素电路，其具体结构对本实施例没有实质影响。

综上所述，本发明的一种两步式单斜坡模数转换器、读出电路、图像系统及方法，提出了一种使用差分斜坡电压的两步式单斜坡模数转换方案，将N位分辨率分成1位的最高位(MSB)和(N-1)位的剩余位，在第一次A/D转换过程中采用二分法完成MSB的量化，可以有效地减少量化步骤且随着ADC分辨率的提高，节省的转换时钟周期会逐渐增加。本方案不需要增加额外的斜坡发生器，只需要利用现有斜坡发生器(即利用传统单斜ADC，只需一个斜坡发生器)产生的下降斜坡电压和上升斜坡电压，就可以完成两步SS ADC的量化过程。由于所用的下降斜坡电压和上升斜坡电压由同一个斜坡发生器产生，因此有效地解决了传统两步SS ADC面积、功耗和线性度的问题，在不影响CIS面积、功耗和线性度的前提下，能有效提升SS ADC的量化速度。另外，本方案基于传统的SS ADC架构，因此，本方案和传统SS ADC算法之间可以进行可逆切换，无需重新设计。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。