用于对放大器的线性度进行补偿的前置补偿器

本申请是申请号为201710479673.3，发明名称为用于放大器的线性度进行补偿的前置补偿器，申请日为2017.6.22申请案的分案申请。

技术领域

本发明涉及一种前置补偿器(predistorter)，用于对放大器的线性度进行补偿。

背景技术

在各类不同的通信系统中，不论是发射机或接收机，线性度皆是一项基本且重要的规格。对发射机而言，放大器则为一重要且不可缺少的组件，关于通讯距离、通讯质量及待机时间等等，都与放大器密不可分。

请参考图1及图2。图1为现有技术中的放大器100的示意图，而图2则是用以表示放大器100的振幅失真(Amplitude distortion或称AM-AM Distortion)和相位失真(Phasedistortion或称AM-PM Distortion)。放大器100用以放大输入信号Sin，以产生输出信号Sout。放大器100包含有电阻Ra及双极型晶体管(Bipolar Junction Transistor；BJT)T1。其中，双极型晶体管T1的射极耦接接地端GND。图2中的曲线101用以表示放大器100的相位失真，而曲线102用以表示放大器100的振幅失真。图2所绘示的关系图的横轴表示放大器100的输出功率Pout，而其纵轴表示放大器100的振幅失真及相位失真，其中振幅失真的单位为「dB」，而相位失真的单位为「度(degree)」。由图2可看出，曲线101为凹口向上的曲线，而曲线102为凹口向下的曲线，故放大器100的相位失真会随着输出功率Pout的增加而增加，而放大器100的振幅失真会随着输出功率Pout的增加而减少。然而，因曲线101及102的凹口方向不同，故不易改善放大器100的线性度。

发明内容

本发明一实施例公开了一种前置补偿器，用于对放大器的线性度进行补偿。前置补偿器包含第一电容以及阻抗转换电路。第一电容的第一端耦接于放大器的第一节点。阻抗转换电路用以进行阻抗转换以提供可变电容值。阻抗转换电路包含第一偏压输入电路以及双极型晶体管(bipolar junction transistor；BJT)。第一偏压输入电路用以接收第一偏压。双极型晶体管的基极耦接于第一偏压输入电路的输出端及第一电容的第二端，双极型晶体管的集极浮接，而双极型晶体管的射极耦接于放大器的第二节点。

本发明另一实施例公开了一种前置补偿器，用于对放大器的线性度进行补偿。前置补偿器包含第一电容以及阻抗转换电路。第一电容的第一端耦接于放大器的第一节点。阻抗转换电路，用以进行阻抗转换以提供可变电容值。阻抗转换电路包含第一偏压输入电路、第二偏压输入电路、第一电阻、第二电容以及场效应晶体管。第一偏压输入电路用以接收第一偏压。第二偏压输入电路用以接收第二偏压。其中场效应晶体管的栅极耦接于第一偏压输入电路的输出端，场效应晶体管的源极及漏极中的第一电极耦接于第一电容的第二端及第一电阻的第一端，场效应晶体管的源极及漏极中的第二电极耦接于第二偏压输入电路的输出端、第二电容的第一端及第一电阻的第二端，而第二电容的第二端耦接于放大器的第二节点。

本发明另一实施例公开了一种前置补偿器，用于对放大器的线性度进行补偿。前置补偿器包含第一偏压输入电路、第一电容、第二电容以及阻抗转换电路。第一偏压输入电路用以接收第一偏压。第一电容的第一端耦接于放大器的第一级电路的输出端。第二电容的第二端耦接于放大器的第二级电路的输入端。阻抗转换电路用以进行阻抗转换以提供可变电容值。阻抗转换电路包含第一电阻以及双极型晶体管。第一电阻的第二端耦接参考电位。双极型晶体管的基极耦接于第一偏压输入电路的输出端及第一电容的第二端，双极型晶体管的集极浮接，而双极型晶体管的射极耦接于第一电阻的第一端及第二电容的第一端。

本发明另一实施例公开了一种前置补偿器，用于对放大器的线性度进行补偿。前置补偿器包含第一偏压输入电路、第二偏压输入电路、第一电容、第二电容以及阻抗转换电路。第一偏压输入电路用以接收第一偏压。第二偏压输入电路用以接收第二偏压。第一电容的第一端耦接于放大器的第一级电路的输出端。第二电容的第二端耦接于放大器的第二级电路的输入端。阻抗转换电路用以进行阻抗转换以提供可变电容值。阻抗转换电路包含第一电阻以及场效应晶体管。场效应晶体管的栅极耦接于第一偏压输入电路的输出端，场效应晶体管的源极及漏极中的第一电极耦接于第二偏压输入电路的输出端、第一电容的第二端及第一电阻的第一端，场效应晶体管的源极及漏极中的第二电极耦接于第二电容的第一端及第一电阻的第二端。

本发明另一实施例公开了一种前置补偿器，用于对放大器的线性度进行补偿。输入信号经由信号放大路径输入至放大器而由放大器放大。前置补偿器形成有不同于信号放大路径的信号分流路径。前置补偿器包含第一电容及阻抗转换电路。第一电容设于信号分流路径上，且第一电容的第一端耦接于放大器的第一节点。阻抗转换电路用以进行阻抗转换以提供可变电容值。阻抗转换电路包含第一偏压输入电路及二极管。第一偏压输入电路用以输入第一偏压。二极管设于信号分流路径上，而二极管的阳极耦接于第一偏压输入电路的输出端及第一电容的一第二端，且二极管的阴极耦接于参考电位。

本发明另一实施例公开了一种前置补偿器，用于对放大器的线性度进行补偿。前置补偿器包含第一电容、第一偏压输入电路及阻抗转换电路。第一电容的第一端耦接于放大器的第一级电路的输出端。第一偏压输入电路用以输入第一偏压。阻抗转换电路用以进行阻抗转换以提供可变电容值。阻抗转换电路包含二极管。二极管的阳极耦接于第一偏压输入电路的输出端及第一电容的第二端，而二极管的阴极耦接于放大器的第二级电路的输入端。

与现有技术相比较，本发明所提供前置补偿器可对放大器的线性度进行补偿，前置补偿器具有阻抗转换电路，用以进行阻抗转换以提供可变电容值，而可避免放大器过于庞大、增益过低或带宽太小的问题。

附图说明

关于本发明的优点与精神可以通过以下的发明详述及所附图式得到进一步的了解。

图1为现有技术中的放大器的示意图；

图2则是用以表示放大器的振幅失真和相位失真；

图3为为本发明一实施例的放大器的示意图；

图4为图3的放大器的输出功率与双极型晶体管的集极的偏压的关系图；

图5为本发明一实施例用于改善放大器的线性的前置补偿器的示意图；

图6为本发明一实施例的前置补偿器的电路图；

图7为本发明另一实施例的前置补偿器的电路图；

图8为放大器的输入功率与恒定电压Vbias的关系图；

图9为图6的输入信号Sin的波形图；

图10为图6的输出信号Sout的波形图；

图11为图6中的电压VA与放大器的输出功率的关系图；

图12为阻抗转换电路的阻抗Ron与放大器的输出功率的关系图；

图13为本发明一实施例的前置补偿器的电路图；

图14为放大器的输入功率与电压Vdet的关系图；

图15为本发明一实施例的偏压动态调整电路的电路图；

图16为图6、图7或图13中的前置补偿器的等效电路图；

图17为当偏压V1为电压Vdet时，图6中的电压VA与放大器的输出功率的关系图；

图18为当偏压V1为电压Vdet时，图6中的阻抗Ron与放大器的输出功率的关系图；

图19为本发明一实施例的选择电路的示意图；

图20为图13的前置补偿器还包含偏压动态调整电路及选择电路时的示意图；

图21及图22分别用以说明本发明的前置补偿器在放大器中不同的设置位置；

图23为本发明一实施例的前置补偿器的电路图；

图24为本发明另一实施例的前置补偿器的电路图；

图25为本发明一实施例的前置补偿器的电路图；

图26为图23、图24或图25中的前置补偿器的等效电路图。

主要图示说明：

100、200、250、570、580 放大器

101、102 曲线

300、300’、400、600、600’、700 前置补偿器

310、410、610、710 阻抗转换电路

320、420、430、620、720、730 偏压输入电路

500 偏压动态调整电路

510、520 电阻电容电路

531 输入端

532 输出端

550 选择电路

582 偏压电路

630 第一级电路

640 第二级电路

B、N1、N2 节点

C1、C2 电容

Con 可变电容值

GND 接地端

L1 信号放大路径

L2 信号分流路径

IM1、IM2、Ron 阻抗

IN1 第一输入端

IN2 第二输入端

M1 场效应晶体管

N3 集极

O1 第一输出端

O2 第二输出端

OP1 运算放大器

P1 控制端

Pin 输入功率

Pout 输出功率

Q1、T、T1、T2 双极型晶体管

R 可变电阻

R1、R2、R3、Ra 电阻

Sc 选择控制信号

Sin 输入信号

Sout 输出信号

T 晶体管；双极型晶体管

V1、V2 偏压

VA 电位

Vb1至Vbn、Vdet 电压

Vbat 系统电压

Vbias 恒定电压

VL1 上限

VR 偏压

Vref 参考电位

具体实施方式

请参考图3，图3为本发明一实施例的放大器200的示意图。放大器200可以是一个功率放大器，但本发明并不以此为限。放大器200包含双极型晶体管T1及T2，其中双极型晶体管T2的集极与射极彼此耦接，以使放大器200的振幅失真与相位失真可随着放大器200的输出功率同时地递增或同时地递减。请同时参考图3及图4，图4为放大器200的输出功率Pout与双极型晶体管T2的集极的偏压VR的关系图。其中，当输出功率Pout递增时，偏压VR会跟着递减。然而，当双极型晶体管T2是以砷化镓(GaAs)制作的异质结双极晶体管(heterojunction bipolar transistor；HBT)时，因其空乏区(depletion region)电容会与偏压VR的平方根成反比，故双极型晶体管T2的空乏区电容会对偏压VR较不敏感，且使得节点B的阻抗偏低。因此，双极型晶体管T2需有足够大的体积以使其空乏区电容不致太小。然而，加大双极型晶体管T2体积的作法可能导致放大器200的增益较低且带宽较小。

请参考图5，图5为本发明一实施例用于改善放大器250的线性的前置补偿器300的示意图。放大器250可以是一个功率放大器，但本发明并不以此为限，例如也可以是低噪声放大器。在本实施例中，为方便说明的缘故，图5中的前置补偿器300与放大器250是以不同的装置表示。但须了解地，前置补偿器300亦可整合至放大器250当中，而成为放大器250的一部份。如图所示，前置补偿器300耦接于节点N1与节点N2之间，其中节点N1为放大器250的输入端，而节点N2耦接参考电位Vref。在本发明一实施例中，参考电位Vref可为接地电位，但本发明并不以此为限。放大器250会放大所输入的输入信号Sin，以产生输出信号Sout。前置补偿器300则是用于对放大器250的线性度进行补偿。其中，前置补偿器300对放大器250的线性度进行补偿包括了对放大器的振幅失真(AM-AM Distortion)和相位失真(AM-PMDistortion)进行补偿。因前置补偿器300的作用，以使放大器250的振幅失真与相位失真可随着放大器250的输出功率同时地递增或同时地递减。此外，前置补偿器300可提供可变电容值以调整放大器250的线性，而透过所提供的可变电容值即可避免如图3的放大器200因空乏区电容而导致放大器200过于庞大、增益过低或带宽太小的问题。

请参考图6，图6为本发明一实施例的前置补偿器300的电路图。前置补偿器300耦接于节点N1与节点N2之间，并包含电容C1以及阻抗转换电路310。节点N1耦接于双极型晶体管T1的基极，而双极型晶体管T1为图5的放大器250的组件。电容C1的第一端则耦接于放大器的第一节点N1。输入信号Sin经由信号放大路径L1输入至放大器250后被放大为输出信号Sout，而前置补偿器300则形成有不同于信号放大路径L1的信号分流路径L2。由于前置补偿器300的信号分流路径L2不同于信号放大路径L1，且前置补偿器300藉由电容C1隔离直流信号以减少对信号放大路径L1的影响，因此前置补偿器300可以在对原有放大器250的设计影响不大的情况下，对放大器250的线性度进行补偿。此外，阻抗转换电路310用以进行阻抗转换以提供可变电容值予放大器250，进而藉由所提供的可变电容值调整放大器250的线性。阻抗转换电路310包含偏压输入电路320以及双极型晶体管(bipolar junctiontransistor；BJT)Q1。偏压输入电路320用以接收偏压V1。双极型晶体管Q1与电容C1皆设置于信号分流路径L2上。双极型晶体管Q1的基极耦接于偏压输入电路320的输出端及电容C1的第二端，双极型晶体管Q1的集极浮接(floating)，双极型晶体管Q1的射极耦接于节点N2，而节点N2耦接于参考电位Vref。

在另一实施例中，亦可用二极管(diode)取代双极型晶体管Q1。请参考图7，图7为本发明另一实施例的前置补偿器300’的电路图。前置补偿器300’与300的差异在于前置补偿器300的双极型晶体管Q1被二极管D1所取代。其中，二极管D1的阳极相当于双极型晶体管Q1的基极，二极管的阴极相当于双极型晶体管Q1的射极。二极管D1与电容C1皆设置于信号分流路径L2上。与双极型晶体管Q1相较，二极管D1会占用较大的布局(layout)面积。

在一实施例中，图6及图7中的偏压V1为其电压值不会随着输入信号Sin或放大器250的输入功率而改变的恒定电压Vbias。在一实施例中，恒定电压Vbias可从多个电压值固定的电压当中选出。请参考图8，图8为放大器250的输入功率Pin与恒定电压Vbias的关系图。其中，恒定电压Vbias是从多个电压值固定的电压Vb1至Vbn当中选出，而由图8图可看出，电压Vb1至Vbn不会随着放大器250的输入功率Pin改变。因恒定电压Vbias(即偏压V1)的大小，可影响放大器250的线性的调整程度。因此，藉由从电压Vb1至Vbn当中选出一个适当的电压作为恒定电压Vbias，即可对放大器250的线性进行微调，以符合不同的放大器的设计需求。

请再参考图6。在本实施例中，偏压V1为电压值固定的正电压，而由于双极型晶体管Q1的集极浮接，故双极型晶体管Q1可被视为一个受到顺向偏压的二极管，而有截波(clipping)的功能。请参考图9及图10，图9为输入信号Sin的波形图，而图10为输出信号Sout的波形图。其中，为方便说明，输入信号Sin是以一正弦波表示，但须知本发明并不以此为限，输入信号Sin可以是其他射频(radio frequency)信号。由于双极型晶体管Q1具有截波的功能，故输出信号Sout的波峰不会超出上限VL1。故当输入信号Sin为正弦波时，输出信号Sout不一定是正弦波。由于双极型晶体管Q1具有截波的功能，进而影响了阻抗转换电路310的阻抗Ron。其中，上述阻抗转换电路310因进行阻抗转换而所提供的可变电容值与阻抗Ron相关。请参考图11及图12，图11为图6中的电压VA与放大器250的输出功率Pout的关系图，而图12为阻抗转换电路310的阻抗Ron与放大器250的输出功率Pout的关系图。其中，随着放大器250的输出功率Pout的增加，电压VA会跟着降低，而阻抗Ron会跟着提高。由于前置补偿器300有着上述的特性，故前置补偿器300适合用于改善其振幅失真(AM-AMDistortion)的问题，同时改善放大器的线性。

请再参考图6，在本发明另一实施例中，偏压输入电路320可包含电阻R2。电阻R2的第一端用以输入偏压V1，而电阻R2的第二端耦接于偏压输入电路320的输出端。电阻R2具有固定的阻值，而可依据不同的放大器设计需求来决定电阻R2的阻值。当选用具较大阻值的电阻R2时，阻抗Ron也相对地会较大；而当选用具较小阻值的电阻R2时，阻抗Ron也相对地会较小。

本发明的部分实施例中，双极型晶体管Q1可以是异质结双极晶体管(heterojunction bipolar transistor；HBT)。而在本发明的其他实施例中，双极型晶体管Q1可以是同质结双极晶体管。

请参考图13，图13为本发明一实施例的前置补偿器400的电路图。前置补偿器400亦耦接于节点N1与节点N2之间，而包含电容C1以及阻抗转换电路410。电容C1的第一端耦接于节点N1。阻抗转换电路410用以进行阻抗转换以提供可变电容值。阻抗转换电路410包含偏压输入电路420、偏压输入电路430、电阻R1、电容C2以及场效应晶体管(field effecttransistor)M1。偏压输入电路420用以输入偏压V1，而偏压输入电路430用以输入偏压V2。场效应晶体管M1的栅极耦接于偏压输入电路420的输出端，场效应晶体管M1的源极及漏极中的其中一电极耦接于电容C1的第二端及电阻R1的第一端，场效应晶体管M1的源极及漏极中的另一电极耦接于偏压输入电路430的输出端、电容C2的第一端及电阻R1的第二端，而电容C2的第二端耦接于放大器的节点N2，而节点N2耦接于参考电位Vref。

在本实施例中，偏压V1为其电压值不会随着输入信号Sin或放大器的输入功率而改变的恒定电压Vbias，而偏压V2为其电压值会随着输入信号Sin或放大器的输入功率而改变的电压Vdet。请参考图14，图14为放大器的输入功率Pin与电压Vdet的关系图。当放大器的输入功率Pin越大时，电压Vdet也会越大。阻抗转换电路410同样可被视为一个受到顺向偏压的二极管，而有截波的功能。前置补偿器400的电压VA与放大器的输出功率Pout的关系亦如图11所示，而前置补偿器400的阻抗Ron与放大器的输出功率Pout的关系亦如图12所示，在此即不再赘述。其中，上述阻抗转换电路410因进行阻抗转换而所提供的可变电容值与阻抗Ron相关。

上述的电压Vdet可由前置补偿器400的偏压动态调整电路500产生。请参考图15，图15为本发明一实施例的偏压动态调整电路500的电路图。偏压动态调整电路500耦接于放大器的输入端(如节点N1)，用以依据放大器的输入功率，动态地调整电压Vdet的大小。偏压动态调整电路500的输入端531可用以接收输入信号Sin，而偏压动态调整电路500的输出端532输出电压Vdet。偏压动态调整电路500包含电阻电容电路510、晶体管T、电阻电容电路520以及运算放大器OP1。电阻电容电路510的输入端耦接于放大器的输入端N1。晶体管T可以是双极型晶体管。双极型晶体管T的集极(第一端)耦接至系统电压Vbat，双极型晶体管T的基极(控制端)耦接至电阻电容电路510的输出端，而双极型晶体管T的射极(第二端)耦接至电阻电容电路520的输入端。上述的系统电压Vbat例如是电池的输出电压，而系统电压Vbat通常会高于参考电位Vref。电阻电容电路520耦接于参考电位Vref与双极型晶体管T的射极之间。运算放大器OP1的正输入端耦接于双极型晶体管T的射极，运算放大器OP1的负输入端耦接于运算放大器OP1的输出端，而运算放大器OP1的输出端输出电压Vdet。

请再参考图13，在本发明一实施例中，偏压输入电路420包含电阻R2，而偏压输入电路430包含电阻R3。其中，电阻R2的第一端输入上述的偏压V1，而电阻R2的第二端耦接于偏压输入电路420的输出端。电阻R3的第一端输入偏压V2，电阻R3的第二端耦接于偏压输入电路430的输出端。

请参考图16，图16为图6、图7或图13中的前置补偿器300、300’或400的等效电路的应用示意图。以图13的前置补偿器400为例，前置补偿器400可视为与放大器的输入级电路和输出级电路并联。其中放大器的输入级电路具有阻抗IM1，而放大器的输出级电路具有阻抗IM2。前置补偿器400包含电容C1以及阻抗转换电路410。阻抗转换电路410用以进行阻抗转换以提供可变电阻R。其中，阻抗Z为中间级匹配阻抗(interstage matching)，可为电感或电容。场效应晶体管M1的源极与参考电位Vref之间则存在电容C2。至于图6及图7的前置补偿器300及300’的等效电路图则与图16类似。详言之，将图16中的电容C2移除后，使可变电阻R的一端直接耦接于参考电位Vref，即为图6及图7的前置补偿器300及300’的等效电路的应用示意图。

相较上述阻抗Ron会随着输出功率Pout的增加而增加，本发明另一实施例的前置补偿器的阻抗Ron会随着输出功率Pout的增加而减少。请再参考图6。当图6中偏压V1改以电压值会随着输入信号Sin或放大器的输入功率而改变的电压Vdet时，阻抗Ron会随着输出功率Pout的增加而减少。请参考图17及图18。图17为当偏压V1为电压Vdet时，图6中的电压VA与放大器的输出功率Pout的关系图。图18为当偏压V1为电压Vdet时，阻抗转换电路310的阻抗Ron与放大器的输出功率Pout的关系图。其中，随着放大器250的输出功率Pout的增加，电压VA会跟着增加，而阻抗Ron会跟着降低。因此，可藉由将偏压V1设定为恒定电压Vbias或电压Vdet，而改变前置补偿器300的阻抗特性，以对放大器的线性进行不同方向的调整及补偿。

类似地，当图13中的前置补偿器400的偏压V1为电压Vdet，而偏压V2为恒定电压Vbias时，前置补偿器400的电压VA会随着放大器250的输出功率Pout的增加而增加，而前置补偿器400的阻抗Ron会随着放大器250的输出功率Pout的增加而降低。可藉由将偏压V1设定为恒定电压Vbias及电压Vdet的一者，并将偏压V2设定为恒定电压Vbias及电压Vdet的另一者，而可改变前置补偿器400的阻抗特性，以对放大器的线性进行不同方向的调整及补偿。由于前置补偿器400有着上述的特性，故当偏压V1为恒定电压Vbias而偏压V2为电压Vdet时(或当偏压V1为电压Vdet而偏压V2为恒定电压Vbias时)，前置补偿器400适合用于改善其振幅失真(AM-AM Distortion)的问题，同时改善放大器的线性。

为方便对恒定电压Vbias及电压Vdet进行切换，上述的前置补偿器300或400可还包含选择电路550。请参考图19及图20，图19为上述选择电路550的示意图，图20为图13的前置补偿器400还包含偏压动态调整电路500及选择电路550时的示意图。选择电路550包含第一输入端IN1、第二输入端IN2、第一输出端O1、第二输出端O2以及控制端P1。第一输入端IN1用以接收恒定电压Vbias，第二输入端IN2用以接收电压Vdet，第一输出端O1耦接于偏压输入电路420的输入端以提供偏压V1，第二输出端O2耦接于偏压输入电路430的输入端以提供偏压V2，而控制端P1用以接收选择控制信号Sc。其中，当选择控制信号Sc为第一电位(如高电位)时，选择电路550将第一输入端IN1耦接至第一输出端O1，并将第二输入端IN2耦接至第二输出端O2；而当选择控制信号Sc为第二电位(如低电位)时，选择电路550将第一输入端IN1耦接至第二输出端O2，并将第二输入端IN2耦接至第一输出端O1。藉此，以决定偏压V1为恒定电压Vbias或电压Vdet。当偏压V1为恒定电压Vbias时，偏压V2即为电压Vdet；而当偏压V1为电压Vdet时，偏压V2即为恒定电压Vbias。因此，藉由选择电路550，可在切换恒定电压Vbias及电压Vdet时更为方便。在另一实施例中，前置补偿器300所包含的选择电路可包含第一输入端、第二输入端、输出端以及控制端。第一输入端用以接收恒定电压Vbias，第二输入端用以接收电压Vdet，输出端耦接于偏压输入电路320的输入端以提供偏压V1，而控制端用以接收选择控制信号。其中，当选择控制信号为第一电位(如高电位)时，选择电路将第一输入端耦接至输出端；而当选择控制信号为第二电位(如低电位)时，选择电路将第二输入端耦接至输出端。在另一实施例中，前置补偿器300还可以包含如图15所示的偏压动态调整电路500。

上述实施例中的前置补偿器300及400是设置在放大器的节点N1及N2之间，其中节点N1可为放大器的输入端，而节点N2可为参考电位Vref，如图5所示。然而，本发明并不以此为限。请参考图21及图22，图21及图22分别用以说明本发明的前置补偿器300及400在放大器中不同的设置位置。在图21的实施例中，节点N1为放大器580的偏压电路582的一端，而节点N2耦接参考电位Vref。在图22的实施例中，节点N1耦接于放大器570的第一级电路630的输出端，而节点N2耦接于放大器570的第二级电路640的输入端。其中，第一级电路630及第二级电路640用以对输入信号Sin进行两次放大，以输出输出信号Sout。

请参考图23，图23为本发明一实施例的前置补偿器600的电路图。前置补偿器600耦接于放大器的第一级电路630及第二级电路640之间。第一级电路630及第二级电路640分别具有阻抗IM1及IM2。前置补偿器600包含偏压输入电路620、电容C1、电容C2以及阻抗转换电路610。偏压输入电路620用以输入恒定电压Vbias。电容C1的第一端耦接于放大器的第一级电路630的输出端，而电容C2的第二端耦接于放大器的第二级电路640的输入端。阻抗转换电路610用以进行阻抗转换以提供可变电容值Con，并可同时提供可变电阻R。阻抗转换电路610包含电阻R1以及双极型晶体管Q1。电阻R1的第二端耦接参考电位Vref，双极型晶体管Q1的基极耦接于偏压输入电路620的输出端及电容C1的第二端，双极型晶体管Q1的集极浮接，而双极型晶体管Q1的射极耦接于电阻R1的第一端及电容C2的第一端。在本实施例中，恒定电压Vbias为电压值固定的正电压，而由于双极型晶体管Q1的集极浮接，故双极型晶体管Q1可被视为一个受到顺向偏压的二极管，而有截波的功能。前置补偿器600的线性补偿与前置补偿器300的线性补偿相似，亦可用以调整中间级匹配阻抗，以得到较佳的线性。

在另一实施例中，亦可用二极管取代图23中的双极型晶体管Q1。请参考图24，图24为本发明另一实施例的前置补偿器600’的电路图。前置补偿器600’与600的差异在于前置补偿器600的双极型晶体管Q1被二极管D1所取代。其中，二极管D1的阳极相当于双极型晶体管Q1的基极，二极管的阴极相当于双极型晶体管Q1的射极。与图23中的双极型晶体管Q1相较，图24中的二极管D1会占用较大的布局面积。

请参考图25，图25为本发明一实施例的前置补偿器700的电路图。前置补偿器700耦接于放大器的第一级电路630及第二级电路640之间。第一级电路630及第二级电路640分别具有阻抗IM1及IM2。前置补偿器700包含偏压输入电路720、偏压输入电路730、电容C1、电容C2以及阻抗转换电路710。偏压输入电路720用以输入偏压V1，而偏压输入电路730用以输入偏压V2。偏压V1和V2可分别为恒定电压Vbias及电压Vdet。其中，当偏压V1为恒定电压Vbias时，偏压V2则为电压Vdet；而当偏压V1为电压Vdet时，偏压V2则为恒定电压Vbias。电容C1的第一端耦接于第一级电路630的输出端，电容C2的第二端耦接于第二级电路640的输入端。阻抗转换电路710用以进行阻抗转换以提供可变电容值Con，并同时可提供可变电阻R。阻抗转换电路710包含电阻R1以及场效应晶体管M1。场效应晶体管M1的栅极耦接于偏压输入电路720的输出端，场效应晶体管M2的源极及漏极当中的一个电极耦接于偏压输入电路730的输出端、电容C1的第二端及电阻R1的第一端，而场效应晶体管M2的源极及漏极当中的另一个电极耦接于电容C2的第一端及电阻R1的第二端。前置补偿器700的线性补偿特性与前置补偿器400的线性补偿特性相似，当偏压V1为恒定电压Vbias而偏压V2为电压Vdet时(或当偏压V1为电压Vdet而偏压V2为恒定电压Vbias时)，前置补偿器700适合用于改善其振幅失真的问题，同时改善放大器的线性。

请参考图26，图26为图23、图24或图25中的前置补偿器600、600’或700的等效电路的应用示意图。以图23的前置补偿器600为例，第一级电路630及第二级电路640分别具有阻抗IM1及IM2。前置补偿器600耦接于放大器的第一级电路630及第二级电路640之间，并包含偏压输入电路620、电容C1、电容C2以及阻抗转换电路610。阻抗转换电路610用以进行阻抗转换以提供可变电阻R。其中，阻抗Z为中间级匹配阻抗(interstage matching)，可为电感或电容。同理，图24及图25的前置补偿器600’及700的等效电路的应用示意图亦如图26所示。

本发明实施例的前置补偿器可对放大器的线性度进行补偿，前置补偿器具有阻抗转换电路，用以进行阻抗转换以提供可变电容值，而可避免放大器过于庞大、增益过低或带宽太小的问题。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

如无特别说明，本文中出现的类似于“第一”、“第二”的限定语并非是指对时间顺序、数量、或者重要性的限定，而仅仅是为了将本技术方案中的一个技术特征与另一个技术特征相区分。同样地，本文中出现的类似于“一”的限定语并非是指对数量的限定，而是描述在前文中未曾出现的技术特征。同样地，本文中在数词前出现的类似于“大约”、“近似地”的修饰语通常包含本数，并且其具体的含义应当结合上下文意理解。同样地，除非是有特定的数量量词修饰的名词，否则在本文中应当视作即包含单数形式又包含复数形式，在该技术方案中即可以包括单数个该技术特征，也可以包括复数个该技术特征。