改善DC-DC线性瞬态响应的电路

技术领域

本发明公开改善DC-DC线性瞬态响应的电路，属于基本电子电路的技术领域。

背景技术

电源管理芯片体积小、重量轻、功耗低、负载瞬态响应速度快等优点使得电子产品微型化成为可能。开关电源技术的迅速发展弥补了传统线性电源的不足，随着开关电源在消费电子、汽车电子领域的广泛应用，各应用场景对开关电源稳压输出的能力以及瞬态响应速度提出了更高的要求。DC-DC转换器是开关电源的核心器件，其瞬态响应性能决定了开关电源输出电压的质量。

线性调整率是指输入DC-DC转换器的直流电压变化引起的输出电压的变化程度，是一个非常重要的直流参数，它反映了输入直流电压变化时电源管理芯片保持输出电压恒定的能力。线性瞬态响应是指当电源电压突然由小变大或者突然由大变小时，DC-DC转换器输出电压将出现短暂的上冲或者下冲现象。

目前，改善Boost DC-DC转换器线性瞬态响应的技术有以下四种方式。第一种为增加Boost DC-DC转换器环路带宽，整个转换器的响应时间随着环路带宽的增加而减少，进而改善转换器的线性瞬态响应，然而由于右半平面零点的存在，Boost DC-DC转换器环路带宽被限制在非常小的区域内，无法不受限制地增加，尤其当转换器工作在最小输入电压和最大输出电压时，Boost DC-DC转换器的带宽非常小，线性瞬态响应变差，因此采用这一方法并不能很好改善线性瞬态响应。第二种为降低Boost DC-DC转换器输出电压的补偿斜率或设置合适的钳位电压，即使用更小的斜坡补偿Boost DC-DC转换器输出电压，使得BoostDC-DC转换器输出电压的变化更小，线性瞬态响应随之改善，但补偿斜率不能无限降低，否则在占空比超过50％会时产生次谐波振荡，由于对于补偿斜率的最小值的要求，当BoostDC-DC转换器工作在较高的占空比时，这一降低斜坡补偿的方法将无法得到很好的线性瞬态响应改善效果。第三种方式为利用一种增加源/汇电流的误差放大器检测Boost DC-DC转换器输出电压的变化，当误差放大器检测到输出电压上冲和/或下冲超过阈值时，通过瞬态响应控制电路使误差放大器的等效跨导增大，从而加快瞬态响应，减小过冲，这种方式可以同时改进负载瞬态响应和线电压瞬态响应，缺陷是容易产生振荡瞬态响应，给电路带来不稳定因素。第四种方式为将输入端接收的与输入电压相关的电压补偿信号耦合至误差放大器的输出端，以减小输入电压变化时误差放大信号的变化量，即通过调节电路可以得到与输入电压VIN相关的变量K·VIN，得到的与VIN相关的变量被加到误差放大器的输出以用于对误差放大器的输出进行调节，该方法的缺陷是VIN的大小将始终影响误差放大器输出，误差放大器的输出为Boost DC-DC转换器输出电压测量值与参考值的差，如果输入电压信号上有噪声，就会给电路带来不确定影响，同时直接控制误差放大器的输出容易产生震荡瞬态响应。

综上，本发明旨在提出一种改善DC-DC线性瞬态响应的电路以克服上述缺陷。

发明内容

本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供改善DC-DC线性瞬态响应的电路，解决现有DC-DC线性瞬态响应改善方案存在改善效果不佳以及影响转换器稳定输出的技术问题，通过一个调节转换器环路中零点补偿电容电压的电路实现加速瞬态响应的发明目的。

本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：

改善DC-DC线性瞬态响应的电路，包括：用于在输入电压从小变大时调节零点补偿电容电压的第一通路，用于在输入电压从大变小时调节零点补偿电容电压的第二通路，及，调节零点补偿电容电压的端口；

第一通路包括：

第一电流源，其输入端接电源，

第一源跟随器，其栅极接入第一参考电压信号，其源极连接第一电流源的输出端，

第二电流源，其输出端连接第一源跟随器的漏极，其输入端接地，

第一电容，其正极板连接电源，其负极板连接第一源跟随器的源极，及，

第一电流镜，其输入端连接第一源跟随器的漏极，其输出端连接调节零点补偿电容电压的端口；

第二通路包括：

第三电流源，其输入端接电源，

第二源跟随器，其栅极接入第二参考电压信号，其漏极连接第三电流源的输出端，

第四电流源，其输出端连接第二源跟随器的源极，其输入端接地，

第二电容，其正极板连接电源，其负极板连接第二源跟随器的源极，及，

第二电流镜，其输入端连接第二源跟随器的漏极，其输出端连接调节零点补偿电容电压的端口。

进一步地，改善DC-DC线性瞬态响应的电路中，第一电流源，包括：

第一MOS管，其源极作为第一电流源的输入端连接电源，其栅极接入第一控制信号；及，

第二MOS管，其源极连接第一MOS管的漏极，其栅极接入第二控制信号，其漏极作为第一电流源的输出端。

进一步地，改善DC-DC线性瞬态响应的电路中，第一源跟随器为第十MOS管，第十MOS管为一个P型MOS管，第十MOS管的源极作为第一源跟随器的源极连接第一电流源的输出端，第十MOS管的栅极作为第一源跟随器的栅极接入第一参考电压信号，第十MOS管的漏极作为第一源跟随器的漏极与第二电流源的输出端连接。

进一步地，改善DC-DC线性瞬态响应的电路中，第二电流源包括：

第三MOS管，其漏极作为第二电流源的输出端连接第一源跟随器的漏极连接，其栅极接入第三控制信号；及，

第四MOS管，其漏极连接第三MOS管的源极，其栅极接入第四控制信号，其源极作为第二电流源的输入端接地。

进一步地，改善DC-DC线性瞬态响应的电路中，第一电容通过一个P型MOS管实现，P型MOS管源极和漏极均连接电源，P型MOS管栅极连接第一源跟随器的源极。

进一步地，改善DC-DC线性瞬态响应的电路中，第一电流镜包括：

第五MOS管，其漏极连接第一源跟随器的漏极，其栅极接入第三控制信号；

第六MOS管，其漏极连接第五MOS管的源极，其栅极接入第三控制信号，其源极接地；

第七MOS管，其漏极作为第一电流镜的输出端，其栅极接入第三控制信号；及，

第八MOS管，其漏极连接第七MOS管的源极，其栅极与第六MOS管的栅极连接作为第一电流镜的输入端，其源极接地。

进一步地，改善DC-DC线性瞬态响应的电路中，第三电流源包括：

第十五MOS管，其源极作为第三电流源的输入端连接电源，其栅极接入第一控制信号；及，

第十六MOS管，其源极连接第十五MOS管的漏极，其栅极接入第二控制信号，其漏极作为第三电流源的输出端。

进一步地，改善DC-DC线性瞬态响应的电路，第二源跟随器为第二十MOS管，第二十MOS管为一个N型MOS管实现，第二十MOS管的漏极作为第二源跟随器的漏极连接第三电流源的输出端，第二十MOS管的栅极作为第二源跟随器的栅极接入第二参考电压信号，第二十MOS管的源极作为第二源跟随器的源极。

进一步地，改善DC-DC线性瞬态响应的电路中，第四电流源包括：

第十七MOS管，其漏极作为第四电流源的输出端连接第二源跟随器的源极，其栅极接入第三控制信号；及，

第十八MOS管，其漏极连接第十七MOS管的源极，其栅极接入第四控制信号，其源极作为第四电流镜的输入端接地。

进一步地，改善DC-DC线性瞬态响应的电路中，第二电容通过一个P型MOS管实现，P型MOS管的源极和漏极均连接电源，P型MOS管的栅极连接第二源跟随器的源极。

进一步地，改善DC-DC线性瞬态响应的电路中，第二电流镜包括：

第十一MOS管，其源极连接电源；

第十二MOS管，其源极连接第十一MOS管的漏极，其栅极接入第二控制信号，其漏极作为第二电流镜的输出端；

第十三MOS管，其源极连接电源，其栅极与第十一MOS管的栅极连接作为第二电流镜的输入端；及，

第十四MOS管，其源极连接第十三MOS管的漏极，其栅极接入第二控制信号，其漏极连接第二源跟随器的漏极。

本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：

(1)本发明摒弃调节运放输出电流和/或零点补偿电容容值的传统线性瞬态响应改善方式，所提电路包含在输入电压从小变大时调节零点补偿电容电压的第一通路，以及在输入电压从大变小时调节零点补偿电容电压的第二通路，利用输入电压突变时电容电压不突变的特性，将输入电压变化时在两个通路中的电容上产生的补偿电荷量转换为零点补偿电容电压的调节量，在不影响环路稳定性的前提下有效提升瞬态响应速度，具有通过结构简单的电路有效改善线性瞬态响应的技术优势。

(2)本发明所提电路具有较好的设计自由度：可以通过调节第Ⅰ通路和第Ⅱ通路稳态时的上下电流差，在满足两个通路开启条件的前提下避免输入电压噪声信号的干扰；可以通过调节第一电容和第二电容的容值大小以及第一电流镜比例系数和第二电流镜比例系数，调节第一电容或第二电容产生的补偿电荷量，避免零点补偿电容上电压因补偿电荷量过大偏离目标值。

附图说明

图1为一个典型的电流模式升压DC-DC转换器的电路图。

图2为本发明所提电路的具体电路图。

图3(a)为升压DC-DC转换器加入本发明所提电路前输出电压的仿真波形图，图3(b)为升压DC-DC转换器加入本发明所提电路后输出电压的仿真波形图。

图中标号说明：Q1～Q9为第一至第九MOS管，Q10～Q18为第十至第十八MOS管，Q20为第二十MOS管，C1、C2为第一、第二电容。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。

一个典型的电流模式升压DC-DC转换器如图1所示。瞬态响应速度可以用公式(1)来表示，显然，在运放输出电流达到最大值之前，转换器的线性瞬态响应速度受到运放增益gm0和零点补偿电容Cc1容值的限制，而在运放输出电流达到最大值之后，转换器的线性瞬态响应速度将受到运放最大输出电流和零点补偿电容Cc1容值的限制。增大运放输出电流是提高瞬态响应速度的可行方式，但运放输出电流的选取还需满足升压DC-DC转换输出稳定的要求，因此，不能通过任意调整运放输出电流的方式改善瞬态响应速度。电容Cc1和电容Cc2分别用于补偿电路的零点和极点，它们的容值大小是根据转换器的稳定性要求进行优化的，电容C

为改善线性瞬态响应，本发明提出一种如图2所示的电路，该电路设计原理就是在电源电压突然从小变大或者从大变小时，利用电容两端的电压不能突变的特性，将电源电压的变化折射到电容电流的变化上，并通过电流镜将该电流加到电容Cc1上，从而使的电容Cc1瞬间等效容值变小，响应速度变快，过冲幅度得以改善。该电路只有在软启动结束之后才会打开，并且在电路低功耗状态也会强制关闭该电路。

本发明所提电路的具体电路实现如图2所示，包括：用于在输入电压从小变大时调节零点补偿电容电压的第Ⅰ通路，及，用于在输入电压从大变小时调节零点补偿电容电压的第Ⅱ通路。

第Ⅰ通路包括：第一电流源、第一源跟随器、第二电流源、第一电容、第一电流镜。第一电流源由P型MOS管Q1和Q2串接而成；第二电流源由N型MOS管Q3和Q4串接而成；第一源跟随器通过P型MOS管Q10实现；第一电流镜包括N型MOS管Q5、Q6、Q7、Q8。第Ⅰ通路中各器件的连接关系是：第一开关管Q1的源极、第一电容C1的正极板均连接电源，第一开关管Q1的栅极接入第一控制信号VB1，第一开关管Q1的漏极连接第二开关管Q2的源极，第二开关管Q2的栅极接入第二控制信号VB2，第二开关管Q2的漏极、第一电容C1的负极板均与第十开关管Q10的源极连接，第一开关管Q1的衬底和第二开关管Q2的衬底连接电源，第十开关管Q10的漏极与第三开关管Q3的漏极连接形成A点，第十开关管Q10的栅极接入第一参考电压信号VREF1，第三开关管Q3的栅极接入第三控制信号VB3，第三开关管Q3的源极连接第四开关管Q4的漏极，第四开关管Q4的栅极接入第四控制信号VB4，第四开关管Q4的源极、第三开关管Q3的衬底、第四开关管Q4的衬底接地，第五开关管Q5的漏极、第六开关管Q6的栅极、第八开关管Q8的栅极均与A点连接，第五开关管Q5的栅极接入第三控制信号VB3，第六开关管Q6的漏极连接第五开关管Q5的源极，第八开关管Q8的漏极连接第七开关管Q7的源极，第七开关管Q7的栅极接入第三控制信号VB3，第五开关管Q5的衬底、第六开关管Q6的衬底、第六开关管Q6的源极、第七开关管Q7的衬底、第八开关管Q8的衬底、第八开关管Q8的源极均接地，第七开关管Q7的漏极为第一电流镜的输出端与零点补偿电容电压调节端口LINE_adjust连接。稳态时第Ⅰ通路下拉电流大于上拉电流，A处于低电位状态，第十开关管Q10的作用是钳位第一电容C1负极板的电压，以更好地检测电源提供的输入电压VIN的变化；当VIN从小变大，第一电容C1上会产生一个较大的电流，A电位被抬高，零点补偿电容电压调节端口LINE_adjust产生了一个下拉电流加到零点补偿电容Cc1正极板上，加速了瞬态响应。

第Ⅱ通路包括：第三电流源、第二源跟随器、第四电流源、第二电容、第二电流镜。第三电流源由P型MOS管Q15和Q16串接而成；第四电流源由N型MOS管Q17和Q18串接而成；第二源跟随器通过N型MOS管Q20实现；第二电流镜包括P型MOS管Q11、Q12、Q13、Q14。第Ⅱ通路中各器件的连接关系是：第十五开关管Q15的源极、第二电容C2的正极板均连接电源，第十五开关管Q15的栅极接入第一控制信号VB1，第十五开关管Q15的漏极连接第十六开关管Q16的源极，第十六开关管Q16的栅极接入第二控制信号VB2，第十六开关管Q16的漏极连接第二十开关管Q20的漏极形成B点，第二十开关管Q20的栅极接入第二参考电压信号VREF2，第十五开关管Q15的衬底和第十六开关管Q16的衬底连接电源，第二电容C2的负极板与第二十开关管Q20的源极以及第十七开关管Q17的漏极连接，第十七开关管Q17的栅极接入第三控制信号VB3，第十七开关管Q17的源极连接第十八开关管Q18的漏极，第十八开关管Q18的栅极接入第四控制信号VB4，第十八开关管Q18的源极、第十七开关管Q17的衬底、第十八开关管Q18的衬底接地，第十四开关管Q14的漏极、第十一开关管Q11的栅极、第十三开关管Q13的栅极均与B点连接，第十二开关管Q12的栅极、第十四开关管Q14的栅极接入第二控制信号VB2，第十二开关管Q12的源极连接第十一开关管Q11的漏极，第十四开关管Q14的源极连接第十三开关管Q13的漏极，第十一开关管Q11的衬底、第十一开关管Q11的源极、第十二开关管Q12的衬底、第十三开关管Q13的源极、第十三开关管Q13的衬底、第十四开关管Q14的衬底均接电源，第十二开关管Q12的漏极为第二电流镜的输出端与零点补偿电容电压调节端口LINE_adjust连接。稳态时第Ⅱ通路上拉电流大于下拉电流，第二十开关管Q20的作用是钳位第二电容C2负极板的电压，当VIN从大变小时，第二电容上会产生一个较大的电流，B电位被拉低，LINE_adjust产生了一个上拉电流加到零点补偿电容Cc1的正极板上，加速了瞬态响应。

升压DC-DC转换器加入本发明所提电路前输出电压的仿真波形如图3(a)所示，输出电压向上的过冲为189mV，恢复时间117us；输出电压向下的过冲为161mV，恢复时间为90us。升压DC-DC转换器加入本发明所提电路后输出电压的仿真波形如图3(b)所示，输出电压向上的过冲为62mV，恢复时间73us；输出电压向下的过冲为45mV，恢复时间为53us。

从仿真结果可以发现，该电路能够明显的改善boost电路的线电压瞬态响应，减小电源电压变化时输出电压的过冲幅度，快速恢复输出电压到额定值。该设计的优势在于电路结构简单且效果显著，使用时灵活自由，可以通过调整第Ⅰ通路和第Ⅱ通路稳态时的上下电流差、电流镜中MOS管的个数、C1和C2的电容大小来达到目标值，通过合理的配置实现最优化设计。同时，该电路有效避免了电源电压噪声可能带来的误判断，不会影响电路的环路稳定性。

下面举一个具体例子说明如何合理配置第Ⅰ通路和第Ⅱ通路稳态时的上下电流差、电流镜中MOS管的个数、C1和C2的电容大小实现最优化设计。

忽略电压转换过程中的损耗，DC-DC转换器的输入输出之间存在Vin*Iin＝Vout*Iout的关系，当Vin发生变化时，为尽量保持输出信号稳定不变，需要Iin也产生相应的变化来抵消掉Vin的变化。而ΔIin＝gm*ΔEAOUT，ΔEAOUT＝ΔQ/C，可见，理想条件下通过合理的参数配置可以产生一个补偿电荷量ΔQ，进而影响ΔEAOUT，由Vin*Iin＝Vout*Iout和ΔIin＝gm*ΔEAOUT可知，ΔQ恰好能够产生抵消掉Vin变化的ΔIin时，实现转换器输出平稳过渡，达到改善电路瞬态响应的目的。本申请提出的电路就是通过第一电容和第二电容在输入电压Vin变化时产生补偿电荷量，并将补偿电荷量转移到零点补偿电容正极板上形成零点补偿电容电压的调节量，补偿电荷量太小则对瞬态响应的改善效果不佳，补偿电荷量太大则会导致零点补偿电容上的电压偏离稳定值，使升压转换器的输出电压向相反方向变化，即，产生更差的改善结果。这里的偏离指：零点补偿电容电压应该从1V降低到0.7V，结果补偿电荷量过大导致零点补偿电容电压降低到0.6V，或者零点补偿电容电压应该从1V升高到1.2V，结果零点补偿电容电压果升高到了1.3V，这两种情形下的过大补偿电荷量导致零点补偿电容电压偏离了目标数值。补偿电荷量ΔQ＝k*CU，k为电流镜比例，其中，ΔQ可以通过选取合适的电容和电流镜比例来实现，为节省面积，电容不宜取得过大，此时就可以加大电流镜的比例也就是第七开关管Q7与第八开关管Q8串接支路上的MOS管数目、第十一开关管Q11与第十二开关管Q12串接支路上的MOS管数目，使第一电容、第二电容产生的电流加倍输出到调节零点补偿电容电压的端口LINE_adjust上。而第Ⅰ通路和第Ⅱ通路稳态时的上下电流差决定该通路的开启条件，调节第Ⅰ通路和第Ⅱ通路稳态时的上下电流差可以避免VIN噪声信号的干扰。

以上实施方式只是对本发明的示例性说明，并不限定它的保护范围，本领域技术人员还可以对其局部进行改变，符合发明宗旨的任意形式的等同替换都落入本发明的保护范围。