一种后级降压变换器开关控制策略下的控制电路及方法

技术领域

本发明涉及开关控制技术领域，具体涉及一种后级降压变换器开关控制策略下的控制电路及方法。

背景技术

在电子系统中通常需要多种输出电压为同一电路板上的不同设备供电，早期传统的多路输出结构，主要采用变压器的多绕组结构，也通常在每路输出采用磁放大器来实现后调节。

目前的后级降压变换器开关控制电路通常采用的级联拓扑结构将前级直流转换器DC/DC与后级Buck电路构成级联架构，主路输出Vo1通过反馈实现精确调节，辅路输出电压通过后级Buck变换器独立实现调节。

但是在这个方案中，尽管增加了电感和电容组成的滤波器，但由于后级降压转换器工作脉动电流和主路脉动电流同时流过前级转换器的输出电容，导致输出电容的脉动电流有效值会非常高，进而降低整体效率，同时需要更大的前级转换器输出电容的容值。

发明内容

本发明的目的在于提供一种后级降压变换器开关控制策略下的控制电路及方法，解决以下技术问题：

现有的后级降压变换器开关控制技术由于后级降压转换器工作脉动电流和主路脉动电流同时流过前级转换器的输出电容，导致输出电容的脉动电流有效值会非常高，进而降低整体效率。

本发明的目的可以通过以下技术方案实现：

一种后级降压变换器开关控制策略下的控制电路，包括：

变换器主电路，变换器主电路的前级为LLC谐振变换电路，后级每路输出采用独立降压的后级Buck电路；

功率开关控制电路，功率开关控制电路通过控制LLC谐振变换电路的触发角度，将传输到后级Buck电路的电流整流后的电流波形中轴和后级Buck电路的功率开关处的电流波形的中轴重叠，将前级LLC谐振变换电路输出的纹波电流最小化。

作为本发明进一步的方案：LLC谐振变换电路包括：

功率开关S1、功率开关S2、谐振网络、变压器Tr、二极管D1和二极管D2；

功率开关S1和功率开关S2构成半桥臂，半桥臂的两端连接到母线输入电压Yin，功率开关S1和功率开关S2之间的桥臂连接到谐振网络，谐振网络的另一端连接到功率开关S2的一端。

作为本发明进一步的方案：谐振网络包括：谐振电容Cs、谐振电感Ls和励磁电感Lm，谐振电容Cs、励磁电感Lm和谐振电感Ls依次串联，谐振电容Cs连接到功率开关S1和功率开关S2之间的桥臂，谐振电感Ls连接到功率开关S2的一端。

作为本发明进一步的方案：励磁电感Lm的两端并联到变压器Tr的原边绕组，变压器Tr的副边绕组的一端连接到二极管D1的负极端，变压器Tr的副边绕组的另一端连接到二极管D2的负极端。

作为本发明进一步的方案：二极管D1的正极端和变压器Tr的副边绕组的中部抽头连接到后级Buck电路，二极管D2的正极端连接到二极管D1的正极端。

作为本发明进一步的方案：后级Buck电路包括：

电容Co、功率开关S3、电感L1、二极管D3和电容C1

二极管D1的正极端依次串联有功率开关S3和电感L1；二极管D1的正极端和功率开关S3之间连接有电容Co，电容Co的另一端连接到变压器Tr的副边绕组的中部抽头，功率开关S3和电感L1之间连接到二极管D3的正极端，二极管D3的负极端连接到变压器Tr的副边绕组的中部抽头，电感L1和二极管D3的负极端并联有电容C1。

作为本发明进一步的方案：电容Co和功率开关S3之间连接到后级Buck电路的主路输出端Vo1，电感L1和电容C1之间连接到后级Buck电路的辅路输出端Vo2。

作为本发明进一步的方案：功率开关控制电路包括：

变压器Tr的副边绕组的两端分别连接到功率开关控制电路的输入端V1和V2，输入端V1依次串联电阻R1、电容C10、电容C20和电阻R4后连接到输入端V2；

电阻R1和电容C10之间连接到二极管D10的负极端，电阻R4和电容C20之间连接到二极管D20的负极端，二极管D20的正极端连接到二极管D10的正极端后连接到高速比较器LM319的反相输入端；

二极管D10的正极端与高速比较器LM319之间连接通过电阻R5接地，电容C10和电容C20之间接地。

作为本发明进一步的方案：二极管D10的负极端通过电阻R2连接到输入电压，二极管D20的负极端通过电阻R3连接到输入电压；

高速比较器LM319的正相输入端连接到运算放大器0A的输出端，运算放大器0A的输入端；

高速比较器LM319通过输出PWM波形控制功率开关。

一种后级降压变换器开关控制策略下的控制方法，包括以下步骤：

S1：流经二极管D1和二极管D2的电流i

其中，θ为LLC电路工作的相角，I

S2：流过滤波电容Co的电流i

i

其中，i

S3：i

S4：前级LLC谐振变换电路输出的纹波电流i

根据公式(1)、公式(4)和公式(5)，求得i

S5：通过高速比较器LM319通过输出PWM波形控制功率开关，将流经二极管D1和二极管D2的电流i

本发明的有益效果：

本发明通过前级采用LLC谐振变换电路，后级每路输出采用独立降压的后级Buck电路，将传输到后级Buck电路的电流整流后的电流波形中轴和后级Buck电路的功率开关处的电流波形的中轴重叠，将前级LLC谐振变换电路输出的纹波电流最小化，不需要更多的输出电容承担电流波动，可减少甚至取消后级Buck变换器的输入滤波器，可以使流过前级LLC输出电容的纹波电流最小化，不仅可以实现高转换效率，还可以降低LLC输出电容，缩减后级Buck电路的输入滤波电容，从而提高了变换器整体效率，同时提升了产品性能。

附图说明

下面结合附图对本发明作进一步的说明。

图1是本发明后级降压变换器开关控制策略下的电流波形示意图；

图2是本发明变换器主电路的拓扑结构图；

图3是本发明功率开关控制电路的拓扑结构图；

图4是本发明后级降压变换器的级联拓扑结构图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例一

请参阅图1-4所示，本发明为一种后级降压变换器开关控制策略下的控制电路，包括：

变换器主电路，变换器主电路的前级为LLC谐振变换电路，后级每路输出采用独立降压的后级Buck电路；

功率开关控制电路，功率开关控制电路通过控制LLC谐振变换电路的触发角度，将传输到后级Buck电路的电流整流后的电流波形中轴和后级Buck电路的功率开关处的电流波形的中轴重叠，将前级LLC谐振变换电路输出的纹波电流最小化。

具体的，目前的后级降压变换器开关控制电路通常采用图3所示级联拓扑结构来实现，图3中前级直流转换器DC/DC与后级Buck电路构成级联架构，主路输出Vo1通过反馈实现精确调节，辅路输出Vo2，Vo3…Yon通过后级Buck变换器独立实现调节。

但是在这个方案中，尽管增加了L2/C2…Ln/C2n组成的滤波器，但由于后级降压转换器工作脉动电流和主路脉动电流同时流过前级转换器的输出电容，导致输出电容的脉动电流有效值会非常高，进而降低整体效率，同时需要更大的前级转换器输出电容的容值。

通过前级采用LLC谐振变换电路，后级每路输出采用独立降压的后级Buck电路，将传输到后级Buck电路的电流整流后的电流波形中轴和后级Buck电路的功率开关处的电流波形的中轴重叠，如图4所示，将前级LLC谐振变换电路输出的纹波电流最小化，不需要更多的输出电容承担电流波动，可减少甚至取消后级Buck变换器的输入滤波器，可以使流过前级LLC输出电容的纹波电流最小化，不仅可以实现高转换效率，还可以降低LLC输出电容，缩减后级Buck电路的输入滤波电容，从而提高了变换器整体效率，同时提升了产品性能。

在本发明其中一个实施例中，LLC谐振变换电路包括：

功率开关S1、功率开关S2、谐振网络、变压器Tr、二极管D1和二极管D2；

功率开关S1和功率开关S2构成半桥臂，半桥臂的两端连接到母线输入电压Vin，功率开关S1和功率开关S2之间的桥臂连接到谐振网络，谐振网络的另一端连接到功率开关S2的一端。

在本发明其中一个实施例中，谐振网络包括：谐振电容Cs、谐振电感Ls和励磁电感Lm，谐振电容Cs、励磁电感Lm和谐振电感Ls依次串联，谐振电容Cs连接到功率开关S1和功率开关S2之间的桥臂，谐振电感Ls连接到功率开关S2的一端。

在本发明其中一个实施例中，励磁电感Lm的两端并联到变压器Tr的原边绕组，变压器Tr的副边绕组的一端连接到二极管D1的负极端，变压器Tr的副边绕组的另一端连接到二极管D2的负极端。

在本发明其中一个实施例中，二极管D1的正极端和变压器Tr的副边绕组的中部抽头连接到后级Buck电路，二极管D2的正极端连接到二极管D1的正极端。

在本发明其中一个实施例中，后级Buck电路包括：

电容Co、功率开关S3、电感L1、二极管D3和电容C1

二极管D1的正极端依次串联有功率开关S3和电感L1；二极管D1的正极端和功率开关S3之间连接有电容Co，电容Co的另一端连接到变压器Tr的副边绕组的中部抽头，功率开关S3和电感L1之间连接到二极管D3的正极端，二极管D3的负极端连接到变压器Tr的副边绕组的中部抽头，电感L1和二极管D3的负极端并联有电容C1。

在本发明其中一个实施例中，电容Co和功率开关S3之间连接到后级Buck电路的主路输出端Vo1，电感L1和电容C1之间连接到后级Buck电路的辅路输出端Vo2。

在本发明其中一个实施例中，功率开关控制电路包括：

变压器Tr的副边绕组的两端分别连接到功率开关控制电路的输入端V1和V2，输入端V1依次串联电阻R1、电容C10、电容C20和电阻R4后连接到输入端V2；

电阻R1和电容C10之间连接到二极管D10的负极端，电阻R4和电容C20之间连接到二极管D20的负极端，二极管D20的正极端连接到二极管D10的正极端后连接到高速比较器LM319的反相输入端；

二极管D10的正极端与高速比较器LM319之间连接通过电阻R5接地，电容C10和电容C20之间接地。

在本发明其中一个实施例中，二极管D10的负极端通过电阻R2连接到输入电压，二极管D20的负极端通过电阻R3连接到输入电压；

高速比较器LM319的正相输入端连接到运算放大器0A的输出端，运算放大器0A的输入端；

高速比较器LM319通过输出PWM波形控制功率开关。

实施例二

在实施例一的基础上，请参阅图1-4所示，一种后级降压变换器开关控制策略下的控制方法，包括以下步骤：

S1：流经二极管D1和二极管D2的电流i

其中，θ为LLC电路工作的相角，I

S2：流过滤波电容Co的电流ic(θ，β)表示为：

i

其中，i

S3：i

S4：前级LLC谐振变换电路输出的纹波电流i

根据公式(1)、公式(4)和公式(5)，求得i

S5：通过高速比较器LM319通过输出PWM波形控制功率开关，将流经二极管D1和二极管D2的电流i

具体的，根据公式(1)、公式(4)和公式(5)，求得i

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“左”、“右”等指示方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以及特定的方位构造和操作，因此，不能理解为对本发明的限制。此外，“第一”、“第二”仅由于描述目的，且不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。因此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者多个该特征。本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”“相连”“连接”等应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接连接，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

以上对本发明的一个实施例进行了详细说明，但所述内容仅为本发明的较佳实施例，不能被认为用于限定本发明的实施范围。凡依本发明申请范围所作的均等变化与改进等，均应仍归属于本发明的专利涵盖范围之内。