多路输出电源及超声设备

技术领域

本发明涉及电源技术领域，尤其涉及一种多路输出电源及超声设备。

背景技术

在较为复杂的电子系统中，例如医疗彩超设备中，常常需要多路输出电源給不同的系统的辅助部分供电，此类供电特点是电源的种类较多同时要求具备电气隔离，常用的方案是采用fly-buck拓扑结构，以多路输出电源基于输入电压，输出彼此电气隔离的主输出电压和次输出电压两路输出电压为例，常规的fly-buck方案，当主输出电压接近输入电压时，次输出电压的纹波较大，由于次级绕组的纹波范围限制，导致次级绕组的供电能力弱。

发明内容

鉴于现有技术中存在的上述技术问题，本申请提供了一种能够提高次级绕组供电能力的多路输出电源，包括：输入电路，用于为所述多路输出电源供电；变压器，包括初级绕组和次级绕组；第一输出电路，与所述初级绕组相连接，输出第一输出电压；第二输出电路，与所述次级绕组相连接，输出第二输出电压；以及控制电路，与所述输入电路和所述变压器相连接并控制所述输入电路向所述第一输出电路和所述第二输出电路供电，所述第二输出电路包括：全桥整流电路，输入端与所述次级绕组的两端相连接；以及第三电容，两端分别与所述全桥整流电路的输出端相连接。

可选地，所述多路输出电源被配置为：所述第一输出电压为所述输入电压的1/2。

可选地，所述输入电路包括：电源，用于提供所述输入电压；以及第一电容，连接于所述电源的正极性端和地之间。

可选地，所述控制电路包括：第一开关管，连接于所述电源的正极性端和所述初级绕组的第一端之间；第二开关管，连接于所述初级绕组的第一端和地之间；以及驱动芯片，与所述第一开关管和所述第二开关管的控制端相连接，并能够分别控制所述第一开关管和所述第二开关管的导通/截止。

可选地，所述驱动芯片为DCDC驱动芯片。

可选地，所述驱动芯片能够控制所述第一开关管和所述第二开关管以预定频率交替导通/截止。

可选地，所述第一输出电路包括连接于所述初级绕组的第二端和地之间的第二电容。

可选地，所述第一输出电路和所述第二输出电路的参考地接端彼此电气隔离。

为了实现上述发明目的，本申请提供了一种超声设备，由上文所述的多路输出电源驱动。

可选地，所述超声设备为医疗彩超设备。

本申请的技术效果在于，提供了一种多路输出单元，能够降低由次级绕组供电的输出电路的电压纹波，进而提高次级绕组的带载能力，进一步地，使得基于该多路输出单元设计的电子系统，例如超声设备得以更为稳定的运行。

附图说明

图1为本发明所提供的实施例中多路输出电源的电路结构示意图；

图2为本发明所提供的实施例中示出的另一多路输出电源的电路结构示意图。

具体实施方式

实施例

本实施例提供了一种基于fly-buck拓扑结构的多路输出电源，如图1所示，主要包括用于为多路输出电源提供输入电压Vin的输入电路1、变压器T1、连接于变压器T1的初级绕组N1和输入电路1之间的控制电路2、与初级绕组N1相连接的第一输出电路3以及与变压器T1的次级绕组T2相连接的第二输出电路4，控制电路2能够控制输入电路1经变压器T1分别向第一输出电路3和第二输出电路4供电。

可选地，输入电路1包括用于提供输入电压Vin的电源(未图示)以及连接于地与电源的正极性端之间的第一电容C1。

可选地，控制电路2包括连接于电源的正极性端和初级绕组N1的第一端之间的第一开关管Q1，连接于初级绕组N1的第一端和地之间的第二开关管Q2，以及与第一开关管Q1和第二开关管Q2的控制端分别相连接的驱动芯片DCDCIC，驱动芯片DCDCIC与所述第一开关管Q1和第二开关管的控制端相连接，能够分别控制第一开关管Q1和第二开关管Q2以一定的频率轮流导通/截止。

可选地，第一输出电路包括连接于初级绕组N1的第二端和地之间的第二电容C2。第一输出电路的工作原理为：驱动芯片DCDCIC控制第一开关管Q1导通、第二开关管Q2截止时，输入电压Vin通过变压器T1的初级绕组N1给电容C2充电；驱动芯片DCDCIC控制第一开关管Q1截止、第二开关管Q2导通时，电容C2上的电压通过变压器T1的初级绕组N1进过Q2构成回路放电，输出第一输出电压Vout1。

可选地，第二输出电路包括连接于次级绕组N2的全桥整流电路，具体地，全桥整流电路由第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3以及第四二极管D4构成，第二输出电路还包括并联于全桥整流电路的输出端(第一二极管D1和第二二极管D2的公共端以及第三二极管D3和第四二极管D4的公共端)的第三电容C3，第三电容C3的负极性端接地，正极性端作为电压输出端输出第二输出电压Vout2，次级绕组N2的两端分别连接全桥整流电路的两个输入端，也即第一二极管D1和第三二极管D3之间的连接点和第二二极管D2和第四二极管D4之间的连接点。

控制电路的工作原理为：设多路输出电源的工作周期为T,工作频率为F,则有F＝1/T；设一个工作周期T中，第一开关管Q1导通第二开关管Q2截止的时间长度为Ton,而第一开关管Q1截止第二开关管Q2导通的时间为Toff；则有：T＝Ton+Toff；假设变压器T1的初级绕组N1的电感值为L，当第一开关管Q1导通第二开关管Q2截止时，初级绕组N1的电流变化量△Ion＝(Vin–Vout1)*Ton/L；当第二开关管Q2导通第一开关管Q1截止时，初级绕组N1的电流变化量△Ioff＝Vout1*Toff/L；由于工作时输出电压维持稳定，所以△Ion＝△Ioff；所以：(Vin–Vout1)*Ton/L＝Vout1*Toff/L；故可以得出：(Vin–Vout1)*Ton＝Vout1*Toff；而Ton+Toff＝T；Ion＝(Vin–Vout1)*Ton/L，占空比D＝Toff/T＝Vout1/Vin。

第二输出电路的工作原理为：驱动芯片DCDCIC控制第一开关管Q1导通、第二开关管Q2截止时，输入电压Vin通过变压器T1的初级绕组N1给电容C2充电；此时次级绕组N2上产生的感应电动势经过第二二极管D2,第三电容C3,第三二极管D3构成回路为第三电容C3充电。而当第一开关管Q1截止,第二开关管Q2导通时，第一输出电路的第二电容C2经过变压器T1的初级绕组N1放电，次级绕组N2产生的感应电动势经过第一二极管D1,第三电容C3,第四二极管D4构成回路给第三电容C3充电。也即，在驱动芯片DCDCIC的整个开关周期内，第一输出电路都可以给次级绕组N2供电。

可选地，由于C3上的第二输出电压Vout2的参考接地端GND2和主功率的参考接地端GND1既可以相连也可以不相连，当不相连接时属于隔离电源，可以应用在具有多路电气隔离输出电压需求的超声设备或其他电子系统上，例如，应用于医疗彩超设备。

下面结合图2，将一种fly-buck拓扑结构的多路输出电源和图1中示出的所提供的多路输出电源进行比较以详细说明本实施例提供的多路输出电源优越之处：

该多路输出电源，其输入电路1′、控制电路2′、变压器T1、和第一输出电路3′和本实施例所提供的多路输出电源基本一致，在此不再赘述，其第二输出电路4′与本实施例的区别在于未配置有与次级绕组N2的两端耦合的全桥整流电路,而是配置有整流二极管D1以及储能电容C3组成的半波整流电路，具体地，如图2所示，整流二极管D1的阳极与次级绕组N2的第一端相连接，储能电容C3的正极性端分别与整流二极管D1的阴极相连接，储能电容C3的负极性端与次级绕组N2的第二端和地相连接，由储能电容C3的正极性端输出第二输出电压Vout2。

图2中示出的多路输出电源的工作原理为：设变压器T1绕组初次级匝数比为N＝N1/N2.由于整流二极管D1的单向导通性，只有当第二开关管Q2导通时，次级绕组N2的感应电动势给储能电容C3充电。假设整流二极管D1的压降为Vdiode，储能电容C3的充电电压Vn2＝1/N*Vout1-Vdiode,充电时间为Toff，假设接入第二输出电路接入的负载电流为Iout2,当充电时间截止时，由负载导致的电压压降为：△Udrop＝Iout2*Toff/C3；由于Toff＝T-Ton＝T*(1-D)＝T*(1-Vout1/Vin)。

则由上述分析可知Iout2由负载的阻值决定，假设储能电容C3的容值固定，多路输出电源的工作周期T固定，当第一输出电路的第一输出电压Vout1越接近输入电压Vin时，次绕组输出电压的纹波越大，当负载允许供电的纹波范围有限时，必然限制其带负载的能力。

具体地，假设变压器匝比N1/N2＝1:1；输入电压12V输出电压6V；计算中忽略整流二极管D1的压降，此时第一输出电压Vout1峰值电压为6V，储能电容C3上感应的充电时间占比为1-D＝1-6/12＝50％,即储能电容C3上的第二输出电压Vout2有一半的时间由感应电动势决定，另外一半的时间完全由储能电容C3储存的电荷给负载放电决定。

当输入电压为12V时输出电压为10V时，储能电容C3上感应的充电时间占比为1-D＝1-10/12≈17.6％,即储能电容C3上的第二输出电压Vout2只有17.6％的时间被感应电动势决定，另外的时间完全由储能电容C3储存的电荷给负载放电决定。当第一输出电压Vout1和输入电压Vin的比值增加，负载比较大时，尤其是多路输出电源的开关频率比较低时，次级绕组N2的纹波比较大，也因此影响了次级绕组N2的待载能力。

而本实施例所提供的多路输出电源，继续参考图1，在整个开关周期都可以由变压器T1产生的感应电动势为次级绕组N2供电，而无需由储能电容C3储存的电荷为负载放电。

本实施例中，假设变压器T1初次级绕组匝数比为N,当第一开关管Q1导通而第二开关管Q2截止时，第三电容C3上的感应电压为：V2-in＝(Vin–Vout1)/N-2*Vdiode；其中Vdiode为二级管的压降，当第一开关管Q1截止第二开关管Q2导通时，第三电容C3上的感应电压V2-out1＝Vout1/N-2*Vdiode；由于V2-in＝V2-out1时，理论上次级绕组上没有纹波，实践纹波非常小，此时次级绕组N2的纹波仅仅受限于第二电容C2的容值和变压器T1能提供的最大功率。

因此，作为优选，本实施例中将第一输出电压Vout1设定为输入电压Vin的1/2，即可进一步的实现降低第二输出电路4的电压纹波，提高次级绕组N2的带载能力，另外，在同等带载能力的情况下，本实施例所提供的多路输出电源可降低DCDCIC的开关频率，降低系统的高频噪声。

可选地，本实施例提供了一种超声设备，应用上文所述的多路输出电源，以满足超声设备对带载能力以及降低噪声的需求。

本发明的技术内容及技术特征已揭示如上，然后熟悉本领域的技术人员仍可基于本发明的教示及揭示而作种种不背离本发明精神的替换及修饰，因此，本发明保护范围不限于实施例所揭示的内容，而应包括各种不背离本发明的替换及修饰，并为本专利申请的权利要求所涵盖。