一种储能变流器过流抑制方法

技术领域

本发明涉及变换器技术领域，尤其是一种储能变流器过流抑制方法。

背景技术

储能变流器具有双向能量传输、功率因数高、直流母线电压可调、电网电流谐波含量低等诸多优点。但在实际工程应用中发现储能变流器在控制初始阶段会出现很大的冲击电流，严重影响电路的稳定运行。传统控制方案主要分为不控整流和闭环控制两个环节，软启电阻可以在闭环稳定后旁路，这种方案启机时间较长，且软启电路消耗的功率较大，不适合连续启机的环境，同时高电流还会缩短软起电路的寿命。另一种方案是在切入闭环控制前旁路软启电阻，直流母线电压的参考值逐渐增加，从而抑制闭环控制暂态过程中带来的电流冲击，但是由于数字控制存在延迟，即使调整控制器参数到最适合的参数，依然存在电压突变，并不能有效抑制电流冲击。M.Kumar等人2015年在IEEE Transactions onPowerElectronics发表Startup Procedure for DSP-Controlled Three-Phase Six-Switch BoostPFC Rectifier中提出了采用了前馈补偿的方法来减少浪涌电流，然而实际效果并没有达到预期的显著程度。尽管这种方法在理论上似乎具有潜力，但在实际应用中可能面临一些挑战。

许胜2015年在电源技术发表储能变流器启动瞬时电流过冲抑制策略中提出了按照三相储能变流器的特点将电流划分成若干区间，当检测到电流越限时，按照三相电流所存在的当前区间，选择开关器件的通断状态，将过冲电流抑制在允许范围内，该方案易于工程实现，但是仅适用于三相储能变流器。

J.He等人2014年在IEEE Conference and Expo TransportationElectrificationAsia-Pacific中发表analysis of start-up inrush current and itsmitigation controlstrategy for grid connected voltage source inverter中提到了通过在控制环路中注入直流电压分量的方法，虽然在理论上具备潜在的降低浪涌电流的能力，但由于数字控制所涉及的采样和计算周期，以及信号处理的复杂性，导致这种方案在实际应用中并不适用。

A.Mallik等人2018年在IEEE Applied Power Electronics ConferenceandExposition中发表Minimuminrush start-up control of a single-phaseinterleavedtotem-pole PFC rectifier中提到了通过推导调制度和参考电压之间的关系，可以实现三相储能变流器的软启动功能，以减少电流和电压的突变，从而降低系统的启动冲击和压力。然而，这种方法不仅增加了系统的复杂性，还只适合小功率场合。

发明内容

本发明需要解决的技术问题是提供一种储能变流器过流抑制方法，保证上电瞬间的功率损耗，提高电路的寿命，即通过一系列软启电路启动方式配合控制器调制减小浪涌电流尖峰对电路和元件的影响，解决储能变流器启动过程中电流尖峰过大的问题。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：

1、一种储能变流器过流抑制方法，其特征在于：包括以下步骤：

S1、分析变压器工作模态，建立储能变流器的数学模型，得到储能变流器等效电路；

S2、根据等效电路分析第一次浪涌电流产生原因，使用软启动电阻和继电器配合抑制第一次浪涌电流；

S3、软启动电阻在不控整流阶段已经被切出，即此时没有软启动电阻抑制闭环冲击电流，采用加入电网电压前馈补偿抑制闭环控制带来的电流尖峰；

S4、当母线电压再次稳定后，可以启动LLC为动力电池充电。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述储能变流器过流抑制方法采用的拓扑结构为单相电压型储能变流器，后级带非线性负载，该负载包括LLC变换器和动力电池，储能变流器的拓扑结构包括网侧输入电压的有效值为220V～240V电压源v

可控等效负载为一个LLC谐振电路，四个低压MOSFET S9、S10、S11、S12连接中间级变压器、谐振电感和谐振电容，与四个高压MOSFET S5、S6、S7、S8连接，最后为连接的锂电池充电。

本发明技术方案的进一步改进在于：S1具体包括以下步骤：

S11分析变换器工作模态：

电网电压在正半周期，网侧电流大于零，开关管S1、S4反并联的二极管D1、D4导通续流，电网和电网侧滤波电感释放能量，直流母线电容和负载吸收能量，桥臂电压v

电网电压在负半周期，网侧电流小于零，开关管S1、S4正向导通，电网和直流母线电容释放能量，电网侧滤波电感和负载吸收能量，桥臂电压v

电网电压在正半周期，网侧电流大于零，开关管S2、S3正向导通，电网和直流母线电容释放能量，电网侧滤波电感和负载吸收能量，桥臂电压v

电网电压在负半周期，网侧电流小于零，开关管S2、S3反并联的二极管D2、D3导通续流，电网和电网侧滤波电感释放能量，直流母线电容和负载吸收能量，桥臂电压v

电网电压在负半周期，网侧电流小于零，开关管S2和S4反并联的二极管D4导通续流，电网和网侧滤波电感构成回路，由电网向滤波电感充电；直流母线电容和负载构成回路，由直流母线电容向负载进行充电，桥臂电压v

电网电压在正半周期，网侧电流大于零，开关管S1和S3反并联的二极管D3导通续流，电网和网侧滤波电感构成回路，由电网向滤波电感充电；直流母线电容和负载构成回路，由直流母线电容向负载进行充电，桥臂电压v

S12、建立储能变流器的数学模型：

根据开关管导通状态不同，储能变流器开关函数为：

根据开关函数可以得到桥臂电压v

分别针对网侧滤波电感和直流母线电容列写KVL和KCL，可以得到：

其中C

将式(3)进行拉普拉斯变换，将其转换到s域，再结合式(1)可以得到储能变流器并网整流模式下s域的数学模型如式(5)所示：

单极性调制可以通过调节开关管的开关状态使变换器的桥臂处得到v

S13、得到储能变流器等效电路：

从开关管处将储能变流器分为交流侧和直流侧，由式(5)得到储能变流器等效电路图，从开关管处将其分为交流测和直流侧，电网v

使用的控制方案为直流电压外环PI控制器和交流电流内环PR控制器，在网侧串联软启动电阻，该电阻的阻值和切除时间人为控制。

本发明技术方案的进一步改进在于：S2具体包括以下步骤：

S21加入软启动电阻抑制第一次浪涌电流；

加入软启动电阻，电网电压上电前后，等效为RC一阶系统对阶跃系统的响应，根据动态性能指标的定义,当t＝T时，c(t)＝0.632，当t分别等于2T、3T和4T时，c(t)的数值将分别等于终值的86.5％,95％和98.2％。由于时间常数T反映系统的惯性，所以一阶系统的惯性越小，其响应越快，反之，惯性越大，响应越慢。因此，软启动电阻加入系统之后相当于增加了系统阻尼，即增加了时间常数T，防止电压突变带来的电流尖峰；

S22在母线电压达到0.865倍的交流侧电压有效值时，将继电器切出，减小软启动电阻损耗；

为了保证软启动电阻损耗较小，电路能多次连续启动，将母线电压达到0.865倍的交流侧电压有效值时，闭合继电器，从而旁路软启动电阻。

本发明技术方案的进一步改进在于：S3具体包括以下步骤：

在没有电网电压前馈时，闭环暂态过程的电感电流参考值和电感电压值分别为式(6)和式(7)：

由于单相储能变流器是升压型变换器，不控整流阶段输出的电压小于闭环控制阶段直流母线的输出电压；在初始状态，实际输出电压U

加入电网电压前馈方案抑制第二次浪涌电流；由式(7)可知，增大软启动电阻R

通过式(8)看出，电气模型中的电网电压被前馈的电网电压所抵消，此时电网电压不再对储能变流器软启动中不控整流切闭环这一过程造成影响，从根本上抑制电网电压对闭环暂态过程的影响，此时储能变流器闭环暂态过程中的电感电压只与电感电流误差有关。

由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：

1、本发明中单相四开关储能变流器上电瞬间的浪涌电流得到了有效的抑制，得以最小化电力元件受到的应力，进而延长了系统的使用寿命，减少了维护和更换部件的频率，降低了运行成本。这种高效的控制策略和浪涌电流抑制技术，为实现电力转换过程中的能量损耗最小化，以及系统长期稳定运行提供了实质性的益处。

2、分析电网电压前馈在软启动电阻选取上和启动时间上的优势：一方面，由于电网电压前馈到控制系统，冲击电流大小不受电网电压干扰，该方案可以适用于任何电压等级的储能变流器启动过程，在一定程度上增加了系统的抗扰性，该启动方案只需要两个启动阶段，启动时间相对较短，更容易满足于启动时间要求较高的应用场合。另一方面，软启动电阻在闭环之前被旁路，有效减小了软启动电阻在启动过程中消耗的瞬时功率和平均功率，同时避免了软启动电阻对闭环控制的影响。可以通过灵活调节软启动电阻阻值的大小，改变电网电压上电前后的电流冲击和母线电容的充电时间，不需要考虑软启动电阻对闭环过程的影响，简化了软启动电阻阻值选取和闭环控制器参数设计过程。

附图说明

图1是储能变流器的拓扑结构和控制框图；

图2是储能变流器工作模态；

图3是储能变流器等效电路图；

图4是储能变流器缓起方案1控制框图；

图5是储能变流器过流抑制方法与对比例方法比较图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做进一步详细说明：

储能变流器具有双向能量传输、功率因数高、直流母线电压可调、电网电流谐波含量低等优点已经广泛应用于各种场合，但是存在启动过程中冲击电流过大的问题，本发明旨在解决储能变流器启动过程中电流尖峰过大的问题，具体采用的拓扑结构和控制框图如图1所示，所述储能变流器过流抑制方法采用的拓扑结构为单相电压型储能变流器，后级带非线性负载，该负载包括LLC变换器和动力电池，储能变流器的拓扑结构包括网侧输入电压的有效值为220V～240V电压源v

可控等效负载为一个LLC谐振电路，四个低压MOSFET S9、S10、S11、S12连接中间级变压器、谐振电感和谐振电容，与四个高压MOSFET S5、S6、S7、S8连接，最后为连接的锂电池充电。

一种储能变流器过流抑制方法，包括以下步骤：

S1、分析变压器工作模态，建立储能变流器的数学模型，得到储能变流器等效电路；

S1具体包括以下步骤：

S11分析变换器工作模态：

在图2(a)中，电网电压在正半周期，网侧电流大于零，开关管S1、S4反并联的二极管D1、D4导通续流，电网和电网侧滤波电感释放能量，直流母线电容和负载吸收能量，桥臂电压v

在图2(b)中，电网电压在负半周期，网侧电流小于零，开关管S1、S4正向导通，电网和直流母线电容释放能量，电网侧滤波电感和负载吸收能量，桥臂电压v

在图2(c)中，电网电压在正半周期，网侧电流大于零，开关管S2、S3正向导通，电网和直流母线电容释放能量，电网侧滤波电感和负载吸收能量，桥臂电压v

在图2(d)中，电网电压在负半周期，网侧电流小于零，开关管S2、S3反并联的二极管D2、D3导通续流，电网和电网侧滤波电感释放能量，直流母线电容和负载吸收能量，桥臂电压v

在图2(e)中，电网电压在负半周期，网侧电流小于零，开关管S2和S4反并联的二极管D4导通续流，电网和网侧滤波电感构成回路，由电网向滤波电感充电；直流母线电容和负载构成回路，由直流母线电容向负载进行充电，桥臂电压v

在图2(f)中，电网电压在正半周期，网侧电流大于零，开关管S1和S3反并联的二极管D3导通续流，电网和网侧滤波电感构成回路，由电网向滤波电感充电；直流母线电容和负载构成回路，由直流母线电容向负载进行充电，桥臂电压v

S12、建立储能变流器的数学模型：

根据开关管导通状态不同，储能变流器开关函数为：

根据开关函数可以得到桥臂电压v

分别针对网侧滤波电感和直流母线电容列写KVL和KCL，可以得到：

其中C

将式(4)进行拉普拉斯变换，将其转换到s域，再结合式(1)可以得到储能变流器并网整流模式下s域的数学模型如式(5)所示：

单极性调制可以通过调节开关管的开关状态使变换器的桥臂处得到v

S13、得到储能变流器等效电路：

从开关管处将储能变流器分为交流侧和直流侧，由式(5)得到储能变流器等效电路图如图3所示，从开关管处将其分为交流测和直流侧，电网v

使用的控制方案为直流电压外环PI控制器和交流电流内环PR控制器，在网侧串联软启动电阻，该电阻的阻值和切除时间人为控制。

S2、根据等效电路分析第一次浪涌电流产生原因，使用软启动电阻和继电器配合抑制第一次浪涌电流。

S21加入软启动电阻抑制第一次浪涌电流；

第一次浪涌电流产生的原因：电网电压突加后，电路中母线电容相当于短路，从而产生第一次浪涌电流；

加入软启动电阻，电网电压上电前后，可以等效为RC一阶系统对阶跃系统的响应，根据动态性能指标的定义,当t＝T时，c(t)＝0.632，当t分别等于2T、3T和4T时，c(t)的数值将分别等于终值的86.5％,95％和98.2％。由于时间常数T反映系统的惯性，所以一阶系统的惯性越小，其响应越快，反之，惯性越大，响应越慢。因此，软启动电阻加入系统之后相当于增加了系统阻尼，即增加了时间常数T，防止电压突变带来的电流尖峰。

S22在母线电压达到0.865倍的交流侧电压有效值时，将继电器切出，减小软启动电阻损耗；

为了保证软启动电阻损耗较小，电路能多次连续启动，将母线电压接近0.865倍的交流侧电压有效值时，闭合继电器，从而旁路软启动电阻。由于这个阶段母线电压和不控整流电压差值较小，所以此时旁路软启动电阻前后产生电流尖峰技较小。

S3、软启动电阻在不控整流阶段已经被切出，即此时没有软启动电阻抑制闭环冲击电流，采用加入电网电压前馈补偿抑制闭环控制带来的电流尖峰，具体控制方案如图4所示，包括：

第二次浪涌电流产生的原因：电感电压和电感电流呈正相关，在闭环暂态过程中，电感电压瞬态值越大，则闭环过程中的浪涌电流越大；

在没有电网电压前馈时，闭环暂态过程的电感电流参考值和电感电压值分别为式(6)和式(7)：

由于单相储能变流器是升压型变换器，不控整流阶段输出的电压小于闭环控制阶段直流母线的输出电压；在初始状态，实际输出电压U

加入电网电压前馈方案抑制第二次浪涌电流；由式(7)可知，增大软启动电阻R

通过式(8)不难看出，电气模型中的电网电压被前馈的电网电压所抵消，此时电网电压不再对储能变流器软启动中不控整流切闭环这一过程造成影响，从根本上抑制电网电压对闭环暂态过程的影响，此时储能变流器闭环暂态过程中的电感电压只与电感电流误差有关。

分析电网电压前馈在软启动电阻选取上和启动时间上的优势：一方面，由于电网电压前馈到控制系统，冲击电流大小不受电网电压干扰，该方案可以适用于任何电压等级的储能变流器启动过程，在一定程度上增加了系统的抗扰性，该启动方案只需要两个启动阶段，启动时间相对较短，更容易满足于启动时间要求较高的应用场合。另一方面，软启动电阻在闭环之前被旁路，有效减小了软启动电阻在启动过程中消耗的瞬时功率和平均功率，同时避免了软启动电阻对闭环控制的影响。可以通过灵活调节软启动电阻阻值的大小，改变电网电压上电前后的电流冲击和母线电容的充电时间，不需要考虑软启动电阻对闭环过程的影响，简化了软启动电阻阻值选取和闭环控制器参数设计过程。

S4、当母线电压再次稳定后，可以启动LLC为动力电池充电。

对比例1的实施方式：包括以下四个阶段：

第一阶段：电网电压上电前，电路中软启动电阻和母线电容形成一阶系统，对于交流电上电前后，可等效为RC一阶系统对阶跃系统的响应，根据一阶系统的动态响应函数如式(9)所示：

c(t)＝1-e

根据动态性能指标的定义,当t＝T时，c(t)＝0.632，当t分别等于2T、3T和4T时，c(t)的数值将分别等于终值的86.5％,95％和98.2％。由于时间常数T反映系统的惯性，所以一阶系统的惯性越小，其响应越快，反之，惯性越大，响应越慢。因此，软启动电阻加入系统之后相当于增加了系统阻尼，即增加了时间常数T，防止电压突变带来的电流尖峰。

第二阶段：本阶段继电器仍然断开，母线电压稳定为不控整流电压后，携带软启电阻开环，开环调制度以斜坡缓慢增加，直到母线电压接近380V。当开环过程结束且母线电压稳定后开始切换至闭环状态。

第三阶段：当储能变流器闭环稳定后，闭合继电器旁路软启动电阻。

第四阶段：当母线电压再次稳定后，可以启动LLC为动力电池充电。

对比例2的实施方式：包括以下4个阶段：

第一阶段：对比例2的第一阶段和对比例1相同。

第二阶段：经过第一阶段之后，直流母线电压稳定为不控整流输出电压，此时系统开始转为开环运行，开环调制度以斜坡缓慢增加，直到母线电压稳定在380V运行时，闭合继电器旁路软启动电阻。

第三阶段：切出软起电阻之后，系统开始转换为闭环运行，由于此时直流母线电压实际值和参考值之间的偏差电压比较小，此时开环切闭环时产生的上电电流尖峰相对较小。

第四阶段：系统再次稳定运行后就可以接入后级可控负载，启动LLC为动力电池充电。

对比例3的实施方式：包括以下四个阶段：

第一阶段：交流电压上电后，储能变流器开始不控整流，当直流母线输出电压稳定在不控整流输出电压后，闭合继电器旁路软启动电阻。

第二阶段：软启动电阻旁路之后，控制方式转为开环运行，此时开环调制度以斜坡缓慢增加，直到母线电压接近380V。

第三阶段：当开环过程结束且母线电压稳定后开始切换至闭环状态。

第四阶段：系统稳定运行后就可以接入后级可控负载，启动LLC为动力电池充电。

综上所述，本发明根据对储能变流器的模态分析，建立数学模型，在此基础上选定控制策略，分析储能变流器上电尖峰产生的原因，传统方案的实现方式存在的问题，在此基础上提出相应的解决方案。如图5所示，本发明中储能变流器过流抑制方法的特征在于：在第二阶段，除了切除软启动电阻外，还会使用在控制外环输出侧引入电网电压前馈的补偿方案来进入控制器的闭环控制模式。对比例1的特征在于：所述的第二阶段，储能变流器会以开环的方式进行软启动，从而使得母线电压缓慢增加直至接近母线电压的参考值。一旦接近该参考值，储能变流器将切换为闭环控制模式，进而使得储能变流器输出电压稳定。对比例2的特征在于：第二阶段，储能变流器会采用开环控制，在软启动过程中逐渐接近母线电压的参考值，并在此过程中切出软启动电阻。而控制器闭环则被设计在第三阶段，储能变流器将等待母线电压稳定在闭环控制所需的参考值附近，切换到闭环控制模式。对比例3的特征在于：不控整流稳定后，便切断软启动电阻，随后通过调整开环的占空比，使输出电压逐渐接近母线电压的参考值后，储能变流器才转换为闭环控制模式。