一种压控振荡器、压控振荡处理方法及电子设备

技术领域

本发明涉及压控振荡器领域，特别涉及一种压控振荡器、压控振荡处理方法及电子设备。

背景技术

为满足无线毫米波通信系统的发展，设计低功耗，宽带宽，低相位噪声的频率综合器成为高性能通信系统的关键。在多谐振腔VCO和核多核VCO的设计中，压控振荡器需要更加复杂的变压器结构和电路版图的设计，增加电路的面积和增加电路的功耗。

目前，压控振荡器实现低功耗的方法包括采用以NMOS-PMOS为耦合对的拓扑结构，降低电路的工作电压和减少晶体管尺寸，或者采用可变电容调谐，开关电容阵列以及可变电感等方法增大调谐范围。但是，降低工作电压意味这需要更大的晶体管尺寸来满足启动条件，这又会限制电路的调谐范围，而单独减少晶体管尺寸优又可能不满足振荡的条件；而开关电容阵列和可变电感会一定程度降低电路的品质因素，从而增加功耗和损害相位噪声性能。

因此现有技术还有待改进和提高。

发明内容

鉴于上述现有技术的不足之处，本发明的目的在于提供一种压控振荡器、压控振荡处理方法及电子设备，通过负阻耦合电路将输入电流进行复用，利用电流复用结构不对称产生的误差电压影响负阻耦合电路的衬底电压，在耦合对导通过程中，使阈值电压增加，从而减少导通时候的电流，进而降低功耗。

为了达到上述目的，本发明采取了以下技术方案：

本发明提供一种压控振荡器，包括负阻耦合电路，误差反馈网络，谐振腔，以及输出处理电路；由所述负阻耦合电路将输入电流进行复用，经过谐振腔处理后从所述输出处理电路进行输出，由误差反馈网络从所述谐振腔获取误差电压并反馈至负阻耦合电路，在所述负阻耦合电路工作过程中增加阈值电压。

所述负阻耦合电路包括第一晶体管、第二晶体管和第一电阻；所述第一晶体管的输入端与电源及误差反馈网络连接，所述第一晶体管的控制端与所述第二晶体管的输入端、谐振腔及输出处理电路连接，所述第一晶体管的输出端与所述第二晶体管的控制端、谐振腔及输出处理电路连接，所述第二晶体管的输出端与所述第一电阻的一端连接，所述第一电阻的另一端与所述误差反馈网络连接并接地，所述第一晶体管的衬底和所述第二晶体管的衬底分别与所述误差反馈网络连接。

所述误差反馈网络包括第一分压电路和第一偏置电路，由所述第一偏置电路从所述谐振腔中抽取第一误差电压，再通过第一分压电路将所述第一误差电压反馈到所述第一晶体管的衬底。

所述误差反馈网络还包括第二分压电路和第二偏置电路，由所述第二偏置电路从所述谐振腔中抽取第二误差电压，再通过第二分压电路将所述第二误差电压反馈到所述第二晶体管的衬底。

所述第一偏置电路包括第二电阻，所述第一分压电路包括第一电容和第二电容；所述第二电阻的一端接入第一偏置电压，所述第二电阻的另一端与所述第一电容的一端、第二电容的一端及第一晶体管的衬底连接，所述第一电容的另一端与所述第一晶体管的输入端及电源连接，所述第二电容的另一端与所述谐振腔连接。

所述第二偏置电路包括第三电阻，所述第二分压电路包括第三电容和第四电容；所述第三电阻的一端接入第二偏置电压，所述第三电阻的另一端与所述第三电容的一端、第四电容的一端及第二晶体管的衬底连接，所述第三电容的另一端与所述第一电阻的另一端连接并接地，所述第四电容的另一端与所述谐振腔连接。

所述谐振腔包括第一电感、第一可变电容、第二可变电容和第五电容；所述第一电感的第一端与所述第一可变电容的一端、第五电容的一端、输出处理电路、第一晶体管的输出端及第二晶体管的控制端连接，所述第一电感的第二端与所述第二可变电容的一端、第五电容的另一端、输出处理电路、第一晶体管的控制端及第二晶体管的输入端连接，所述第一电感的中心抽头与所述误差反馈网络连接，所述第一可变电容的另一端与所述第二可变电容的另一端连接并进行输出。

所述输出处理电路包括第一输出单元和第二输出单元，由所述第一输出单元输出第一驱动信号，由所述第二输出单元输出第二驱动信号。

基于上述的压控振荡器，本发明还提供一种压控振荡处理方法，包括步骤：

由负阻耦合电路将输入电流进行复用，经过谐振腔处理后从输出处理电路进行输出；

由误差反馈网络从所述谐振腔获取误差电压并反馈至负阻耦合电路，在所述负阻耦合电路工作过程中增加阈值电压。

基于上述的压控振荡器，本发明还提供一种电子设备，包括设备本体，所述设备本体中设置有电路板，所述电路板上设置有如权利要求1-8任意一项所述的压控振荡器。

相较于现有技术，本发明提供的压控振荡器、压控振荡处理方法及电子设备，其中，所述压控振荡器包括：负阻耦合电路，误差反馈网络，谐振腔，以及输出处理电路；由所述负阻耦合电路将输入电流进行复用，经过谐振腔处理后从所述输出处理电路进行输出，由误差反馈网络从所述谐振腔获取误差电压并反馈至负阻耦合电路，在所述负阻耦合电路工作过程中增加阈值电压。本发明通过负阻耦合电路将输入电流进行复用，利用电流复用结构不对称产生的误差电压负阻耦合电路衬底电压，在耦合对导通过程，使阈值电压增加，从而减少导通时候的电流，进而降低功耗。

附图说明

图1为本发明提供的压控振荡器的结构框图；

图2为本发明提供的压控振荡器的电路图；

图3为本发明提供的压控振荡器的等效电路图；

图4为本发明提供的压控振荡器的瞬态仿真图；

图5为本发明提供的压控振荡器的相位噪声性能图；

图6为本发明提供的压控振荡器在不同的调谐电压对应的工作频率和功耗图；

图7为本发明提供的压控振荡器在不同的工作频率下1MHz对应的FoM和FoM

具体实施方式

本发明提供一种压控振荡器、压控振荡处理方法及电子设备，通过负阻耦合电路将输入电流进行复用，利用电流复用结构不对称产生的误差电压影响负阻耦合电路的衬底电压，在耦合对导通过程中，使阈值电压增加，从而减少导通时候的电流，进而降低功耗。

本发明的具体实施方式是为了便于对本发明的技术构思、所解决的技术问题、构成技术方案的技术特征和带来的技术效果做更为详细的说明。需要说明的是，对于这些实施方式的解释说明并不构成对本发明的保护范围的限定。此外，下文所述的实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间不构成冲突就可以相互组合。

为了方便理解本申请实施例，首先在此介绍本申请实施例涉及到的相关要素。

现有压控振荡器实现低功耗的方法时采用以NMOS-PMOS为耦合对的拓扑结构，降低电路的工作电压和减少晶体管尺寸，或者采用可变电容调谐，开关电容阵列以及可变电感等方法增大调谐范围。这些方法存在晶体管尺寸过大、功耗过高或相位噪声性能低的问题。

鉴于现有技术存在的上述问题，请参阅图1，本发明提供一种压控振荡器，包括负阻耦合电路100，误差反馈网络200，谐振腔300，以及输出处理电路400；由所述负阻耦合电路100将输入电流进行复用，经过谐振腔300处理后从所述输出处理电路400进行输出，由误差反馈网络200从所述谐振腔300获取误差电压并反馈至负阻耦合电路100，在所述负阻耦合电路100工作过程中增加阈值电压。本发明通过负阻耦合电路100将输入电流进行复用，利用电流复用结构不对称产生的误差电压影响负阻耦合电路100的衬底电压，在耦合对导通过程中，使阈值电压增加，从而减少导通时候的电流，进而降低功耗。

具体的，请参阅图2，所述负阻耦合电路100包括第一晶体管MP1、第二晶体管MN1和第一电阻R1；所述第一晶体管MP1的输入端与电源及误差反馈网络200连接，所述第一晶体管MP1的控制端与所述第二晶体管MN1的输入端、谐振腔300及输出处理电路400连接，所述第一晶体管MP1的输出端与所述第二晶体管MN1的控制端、谐振腔300及输出处理电路400连接，所述第二晶体管MN1的输出端与所述第一电阻R1的一端连接，所述第一电阻R1的另一端与所述误差反馈网络200连接并接地，所述第一晶体管MP1的衬底和所述第二晶体管MN1的衬底分别与所述误差反馈网络200连接。

具体的，本实施例中，所述第一晶体管MP1为PMOS管，所述第二晶体管MN1为NMOS管，由第一晶体管MP1导通经过电流复用使得第二晶体管MN1也导通，当第一晶体管MP1关闭是，使得第二晶体管MN1随着第一晶体管MP1关闭，最终使得负阻耦合电路100两端的第一晶体管MP1和第二晶体管MN1同时开启和同时关闭，使得其在一个控制周期内，只有半个周期形成从VDD到GND的通路（即前半周期第一晶体管MP1导通使得第二晶体管MN1导通），因此该负阻耦合电路100所形成的电流复用结构，在相同条件下的功耗也只是现有技术的其他结构的一半甚至更少。

进一步的，当前半周期第一晶体管MP1导通使得第二晶体管MN1也随之导通时，形成一条从VDD到GND的电流通路，此时通路红的电流设为Is1。当到达后半周期时，所述所述第一晶体管MP1栅极为高电平截止，使得第二晶体管MN1也随之截止，电路无法从电源VDD中抽取电流，储存在谐振腔300中的能量能够重复使用，为谐振腔300弥补损耗的能量，形成的电流设为Is2。但是，此时由于Is1和Is2不相等以及欧和对的不对称，电路的输出会出现不平衡的状态，包括两端的输出不平衡，和单端信号在前后两个周期不平衡。为了解决该问题，本实施例在所述第二晶体管MN1与GND之间设置第一电阻R1，形成一个电流限制结构，从而增加电路的对称性，减少因为非对称带来的相位噪声性能的降低。

进一步的，请继续参阅图2，所述误差反馈网络200包括第一分压电路210和第一偏置电路220，由所述第一偏置电路220从所述谐振腔300中抽取第一误差电压，再通过第一分压电路210将所述第一误差电压反馈到所述第一晶体管MP1的衬底。所述误差反馈网络200还包括第二分压电路230和第二偏置电路240，由所述第二偏置电路240从所述谐振腔300中抽取第二误差电压，再通过第二分压电路230将所述第二误差电压反馈到所述第二晶体管MN1的衬底。

具体实施时，本实施例中，为了增加压控振荡器的宽调谐范围，且进一步降低电路功耗，基于误差反馈网络200的动态衬底偏置技术提升在功耗和调谐范围的性能并保持良好的相位噪声性能。具体的，通过衬底进行直流衬底偏置。首先将第一分压电路210和第一偏置电路220与第一晶体管MP1的衬底连接，接入第一偏置电流V

根据第二晶体管MN1阈值电压公式（1），将V

本实施例基于阈值电压变化能影响电路的功耗基础上，利用电流复用结构不对称产生的误差电压影响MP1和MN1的衬底电压，在耦合对导通过程，增加阈值电压，从而减少导通时候的电流，电路能进一步降低功耗。

具体的，请继续参阅图2，所述第一偏置电路220包括第二电阻R2，所述第一分压电路210包括第一电容C1和第二电容C2；所述第二电阻R2的一端接入第一偏置电压，所述第二电阻R2的另一端与所述第一电容C1的一端、第二电容C2的一端及第一晶体管MP1的衬底连接，所述第一电容C1的另一端与所述第一晶体管MP1的输入端及电源连接，所述第二电容C2的另一端与所述谐振腔300连接。所述第二偏置电路240包括第三电阻R3，所述第二分压电路230包括第三电容C3和第四电容C4；所述第三电阻R3的一端接入第二偏置电压，所述第三电阻R3的另一端与所述第三电容C3的一端、第四电容C4的一端及第二晶体管MN1的衬底连接，所述第三电容C3的另一端与所述第一电阻R1的另一端连接并接地，所述第四电容C4的另一端与所述谐振腔300连接。

具体实施时，本实施例中，从谐振腔300中抽取压控振荡器的误差电压，再由第一电容C1和第二电容C2组成第一分压电路210，由第三电容C3和第四电容C4组成第二分压电路230，形成两个分压器分别将误差电压反馈至第一晶体管MP1的衬底和第二晶体管MN1的衬底。此时，衬底电压的变化与晶体管栅极电压的变化是相反的。因此，随着晶体管的导通，晶体管的衬底和源极的电压差的绝对值减少，也就是公式（1）中的|V

具体的，请继续参阅图2，所述谐振腔300包括第一电感L1、第一可变电容Cvar1、第二可变电容Cvar2和第五电容C5；所述第一电感L1的第一端与所述第一可变电容Cvar1的一端、第五电容C5的一端、输出处理电路400、第一晶体管MP1的输出端及第二晶体管MN1的控制端连接，所述第一电感L1的第二端与所述第二可变电容Cvar2的一端、第五电容C5的另一端、输出处理电路400、第一晶体管MP1的控制端及第二晶体管MN1的输入端连接，所述第一电感L1的中心抽头与所述误差反馈网络200连接，所述第一可变电容Cvar1的另一端与所述第二可变电容Cvar2的另一端连接并进行输出。

具体实施时，本实施例中，如图3所示，图3为谐振腔300与负阻耦合电路100的等效电路图，将第一晶体管MP1和第二晶体管MN1分别看成两个开关（即第一开关Sn和第二开关Sp）；第一等效电容Cx和第二等效电容Cy分别是等效到谐振腔300两端的电容，其中包括第一可变电容Cvar1、第二可变电容Cvar2、二分之一的第五电容C5以及耦合对的寄生电容，Vop和Von分别为电路谐振腔300两端的电压，它们是反相的。其中，电路的工作频率公式为：

根据公式（2）可以看出，电路的调谐范围受寄生电容的影响。动态衬底偏置技术的使用，保证电路的负阻耦合电路100能设计在小尺寸的范围内，意味着寄生电容能明显减少，从而电路工作在更宽的工作频段。本实施例还保证电路不仅能实现低功耗，同时也能维持宽的工作频段。

进一步的，本实施例中，还通过在谐振腔300中设置第五电容C5，提高谐振腔300中的Q值，进一步降低了电路的功耗。

具体的，请继续参阅图2，所述输出处理电路400包括第一输出单元410和第二输出单元420，由所述第一输出单元410输出第一驱动信号，由所述第二输出单元420输出第二驱动信号。所述第一输出单元410包括第六电容C6、第七电容C7和第一缓冲器A1，所述第六电容C6的一端与所述第七电容C7的一端、第一晶体管MP1的输出端、第二晶体管MN1的栅极、第一电感L1的一端及第一可变电容Cvar1的一端连接，所述第六电容C6的另一端与所述第一缓冲器A1的输入端连接，所述第一缓冲器A1的输出端输出第一驱动信号至外部电路或器件，所述第七电容C7的另一端接地。所述第二输出单元420包括第八电容C8、第九电容C9和第二缓冲器A2，所述第八电容C8的一端与所述第九电容C9的一端、第二晶体管MN1的输入端、第一晶体管MP1的栅极、第一电感L1的另一端及第二可变电容Cvar2的一端连接，所述第八电容C8的另一端与所述第二缓冲器A2的输入端连接，所述第二缓冲器A2的输出端输出第二驱动信号至外部电路或器件，所述第九电容C9的另一端接地。

具体实施时，本实施例中，通过第六电容C6和第七电容C7滤波后，再经过第一缓冲器A1输出第一驱动信号至外部电路或器件；同时通过第八电容C8和第九电容C9滤波后，再经过第二缓冲器A2输出第二驱动信号至外部电路或器件，实现了压控振荡器的信号输出功能。

进一步的，下面对本发明的技术方案的所带来的有益效果进行说明：

上述的压控振荡器采用SMIC 55nm工艺库实现，如图4至图7所示，图4为调谐电压为0V时，压控振荡器工作在最低工作频率的瞬态仿真图像。提取寄生参数对所述压控振荡器进行仿真，得到图的仿真图像，第一输出单元410的输出为图中OUT1，第二输出单元420的输出为图中OUT2，由图4可知，OUT1和OUT2的信号相反，电路输出摆幅为0.3V左右。

图5为压控振荡器工作在最低和最高频率对应的相位噪声性能，具体的，在1MHz频偏下的相位噪声分别为-107.1dBc/Hz和-101.9dBc/Hz。

图6为压控振荡器在不同的调谐电压对应的工作频率和功耗。调谐范围为0V~1.3V，工作频率为22.2GHz~26.9GHz(19.1%)，在供电电压为1.2V情况下，功耗为1.9mW~2.1mW。

为了进一步衡量电路的整体性能参数，图7为压控振荡器在不同的工作频率下，1MHz对应的FoM和FoM

综上所述，本发明中基于以NMOS-PMOS为耦合对电流复用结构的压控振荡器，结合动态电流偏置技术，利用简单的误差反馈网络200减少因为衬底直流偏置带来的功耗增加问题，进一步实现了更低功耗和宽调谐范围。

基于上述的压控振荡器，本发明还提供一种压控振荡处理方法，包括步骤：

S100、由负阻耦合电路将输入电流进行复用，经过谐振腔处理后从输出处理电路进行输出；

S200、由误差反馈网络从所述谐振腔获取误差电压并反馈至负阻耦合电路，在所述负阻耦合电路工作过程中增加阈值电压。

具体实施时，本实施例中，通过负阻耦合电路将输入电流进行复用，利用电流复用结构不对称产生的误差电压影响负阻耦合电路的衬底电压，在耦合对导通过程中，使阈值电压增加，从而减少导通时候的电流，进而降低功耗。

基于上述的压控振荡器，本发明还提供一种电子设备，包括设备本体，所述设备本体中设置有电路板，所述电路板上设置有如权利要求1-8任意一项所述的压控振荡器。由于所述压控振荡器已在上文进行了详细描述，在此不再赘述。

综上所述，本发明提供的一种压控振荡器、压控振荡处理方法及电子设备，其中，所述压控振荡器包括：负阻耦合电路，误差反馈网络，谐振腔，以及输出处理电路；由所述负阻耦合电路将输入电流进行复用，经过谐振腔处理后从所述输出处理电路进行输出，由误差反馈网络从所述谐振腔获取误差电压并反馈至负阻耦合电路，在所述负阻耦合电路工作过程中增加阈值电压。本发明通过负阻耦合电路将输入电流进行复用，利用电流复用结构不对称产生的误差电压影响负阻耦合电路的衬底电压，在耦合对导通过程中，使阈值电压增加，从而减少导通时候的电流，进而降低功耗。

可以理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，而所有这些改变或替换都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。