一种用于以太网供电的跨导放大器

技术领域

本发明涉及以太网供电技术领域，具体涉及一种用于以太网供电的跨导放大器。

背景技术

PoE(Power over Ethernet)是一种有线以太网供电技术，使用于数据传输的网线同时具备直流供电的能力。目前PoE系统包括PSE(Power Sourcing Equipment)设备和PD(Powered Dvice)设备。按照IEEE标准，PSE设备分为MidSpan和Endpoint两种类型，其中每个PSE设备只能提供一种用法，但是PD设备必须同时适应两种情况。

在P0E系统的使用过程中，PSE设备的电压输出端口会周期性输出电流受限的小电压，用来检测PD设备的存在，如果检测到特定阻值的电阻，说明线缆终端连接着支持IEEE802.3af标准或IEEE 802.3at标准的受电端设备，常用的电阻阻值在19kΩ～26.5kΩ之间，小电压在2.7V～10.1V之间，检测周期为2秒；另外在供电过程中，PSE设备会监测流入到PD设备的电流，如果电流下降到最低值以下或电流激增，例如拔下设备或遇到PD设备功率消耗过载、短路、超过PSE的供电负荷等情况时，PSE设备会断开电源，并重复上面的检测过程。因此在POE供电系统的使用过程中，需要使用高性能的跨导放大器将微弱的电流信号转变并放大为电压信号以此实现PoE系统的上电和断电状态的监测。

跨导放大器按照放大原理的不同分为共源型跨导放大器、共栅型跨导放大器和调解式共源共栅型跨导放大器。其中调解式共源共栅型跨导放大器应用最广泛，其电路图和小信号电路图分别如图1和图2所示，在图1中，MOS管M1、电阻Rb和电阻Rs组成了主放大器，MOS管M2和电阻Rb组成了副放大器并同时还形成反馈，根据小信号电路图可以计算出图1所示电路的跨阻增益A

从以上计算公式可以得到，通过调节电阻Rs的阻值可以降低输入阻抗，削弱增益与带宽之间互相制约的关系，同时获得高增益与大带宽。另外还可以通过增加MOS管M2的共源极反馈通路的增益来抑制输入阻抗，进而获得大的带宽。最后MOS管M1栅极电压由反馈通路提供，不需要额外偏置，这增强了电路的稳定性。但是图1所示的电路不能对输入的正电流和负电流不能同时进行转换和放大。

发明内容

鉴于背景技术的不足，本发明是提供了一种用于以太网供电的跨导放大器，所要解决的技术问题是现有跨导放大器不能实现电流复用，不能通过同时满足正电流和负电流的信号转换和放大。

为解决以上技术问题，本发明提供了如下技术方案：一种用于以太网供电的跨导放大器，包括信号输入端、第一耦合单元、第二耦合单元、第一放大单元和第二放大单元；

所述信号输入端分别与所述第一耦合单元的第一连接端和第二耦合单元的第一连接端电连接；所述第一放大单元与所述第一耦合单元的第二连接端电连接，在所述第一耦合单元输入负电流信号时将所述负电流信号放大为电压信号；所述第二放大单元与所述第二耦合单元的第二连接端电连接，在所述第二耦合单元输入正电流信号时将所述正电流信号放大为电压信号。

在某种实施方式中，所述第一耦合单元的第二连接端电连接有第一电流镜单元，所述第二耦合单元的第二连接端电连接有第二电流镜单元。

进一步的，所述第一电流镜单元包括MOS管MP1和MOS管MP2，所述第一耦合单元的第二连接端与所述MOS管MP2的漏极电连接，MOS管MP2的栅极分别与MOS管MP1的栅极和MOS管MP1的漏极电连接，MOS管MP2的源极与MOS管MP1的源极电连接；

所述第二电流镜单元包括MOS管MN1和MOS管MN2，所述第二耦合单元的第二连接端与所述MOS管MN2的漏极电连接，所述MOS管MN2的栅极分别与MOS管MN1的栅极和MOS管MN1的漏极电连接，MOS管MN2的源极与MOS管MN1的源极电连接。

在某种实施方式中，所述第一耦合单元的第二电连接端电连接有第一放电单元；所述第一耦合单元的第二连接端的电压大于第一阈值电压时，所述第一耦合单元通过所述第一放电单元放电。

进一步的，本发明还包括第二放电单元，所述第二放电单元与所述第二放大单元的放电节点电连接，所述放电节点的电压变化与所述第二耦合单元的第二连接端的电压变化正相关；所述第二耦合单元的第二连接端的电压大于第二阈值电压时，所述第二放大单元通过所述第二放电单元放电，从而将所述第二耦合单元上多余的电荷释放出去

更进一步的，所述第一放电单元包括MOS管MP5和电阻R3，所述第二放电单元包括MOS管MN5，所述MOS管MP5的漏极与所述第一耦合单元的第二连接端电连接，所述MOS管MP5的栅极分别与电阻R3一端和MOS管MN5的漏极电连接，MOS管MP5的源极与电阻R3另一端电连接；所述电阻R3另一端被配置于与电源电连接；MOS管MN5的栅极与第二放大单元的放电节点电连接，MOS管MN5的源极接地。

在某种实施方式中，所述第一放大单元的电压信号输出端与所述第二放大单元的电压信号输出端电连接；所述第一放大单元的电压信号输出端分别与负载电阻R1一端和负载电阻R2一端电连接，所述负载电阻R1另一端被配置于与电源电连接，所述负载电阻R2另一端被配置于接地。

在某种实施方式中，所述第一耦合单元包括电容C2，所述第二耦合单元包括电容C1。

在某种实施方式中，所述第一放大单元包括MOS管MP3、MOS管MP4和MOS管MP6，所述第二放大单元包括MOS管MN3、MOS管MN4和MOS管MN6；

所述MOS管MP3的源极被配置于与电源电连接，所述MOS管MP3的栅极分别与所述第一耦合单元的第二连接端和MOS管MP6的源极电连接；所述MOS管MP3的漏极与MOS管MP4的源极电连接；MOS管MP4的栅极与MOS管MN4的栅极电连接；MOS管MP4的漏极分别与MOS管MN4的漏极、MOS管MP6的栅极和MOS管MN6的栅极电连接；MOS管MP6的漏极为第一放大单元的电压信号输出端，MOS管MN6的漏极为第二放大单元的电压信号输出端，MOS管MO6的漏极与MOS管MP6的漏极电连接；MOS管MN5的源极与MOS管MN3的栅极电连接，MOS管MN3的漏极与MOS管MN4的源极电连接，MOS管MN3的源极接地。

本发明与现有技术相比所具有的有益效果是：

首先本发明通过设置第一耦合单元和第一放大单元对信号输入端输入的负电流信号进行放大以及通过第二耦合单元和第二放大单元对信号输入端输入的正电流信号进行放大，从而使本发明既可以对正电流信号进行放大，也可以对负电流信号进行放大；

其次通过设置第一耦合单元和第二耦合单元一方面可以将输入的电流信号和输出的电压信号进行隔离，另外一方面第一耦合单元和第二耦合单元上的电荷可以共享，例如当输入正电流信号时，正电流信号通过第二耦合单元输入到第二放大单元，此时如果第一耦合单元上有之前工作剩下的残余电荷，则残余电荷可以输入到第二耦合单元上，从而使第二耦合单元上的电荷积累增强，保证本发明在输入微弱信号时也能可靠工作。

附图说明

图1为现有调解式共源共栅型跨导放大器的电路图；

图2为图1电路的小信号电路图；

图3为本发明的结构示意图；

图4为本发明的一种实施电路图；

图5为本发明的交流仿真结果示意图；

图6为本发明的瞬态仿真结果示意图；

图7为本发明在200MHz时的增益的蒙特卡罗仿真结果示意图；

图8为本发明的电压信号输出端交流曲线的500次蒙特卡罗仿真结果示意图。

具体实施方式

现在结合附图对本发明作进一步详细的说明。这些附图均为简化的示意图，仅以示意方式说明本发明的基本结构，因此其仅显示与本发明有关的构成。

如图3所示，一种用于以太网供电的跨导放大器，包括信号输入端IN、第一耦合单元1、第二耦合单元2、第一放大单元3、第二放大单元4、第一电流镜单元5、第二电流镜单元6、第一放电单元7和第二放电单元8。

其中，信号输入端IN分别与第一耦合单元1的第一连接端和第二耦合单元2的第一连接端电连接，第一耦合单元1的第二连接端与第一放大单元3电连接，第二耦合单元2的第二连接端与第二放大单元4电连接；通过第一耦合单元1可以将信号输入端IN输入的电流信号Iin传送至第一放大单元3，通过第二耦合单元2将信号输入端IN输入的电流信号Iin传送至第二放大单元4；当信号输入端IN输入负电流信号时，第一放大单元3将负电流信号转换为电压信号并进行放大；当信号输入端IN输入正电流信号时，第二放大单元4将正电流信号转换为电压信号并进行放大。因此在实际使用时，不管信号输入端IN输入的电流信号是正电流信号和还是负电流信号，通过本发明的第一耦合单元1、第二耦合单元2、第一放大单元3和第二放大单元4都能将电流信号Iin转换为电压信号并进行放大。

结合图4所示的电路，第一耦合单元1包括电容C2，第二耦合单元包括电容C1，在实际使用时，电容C1和电容C2除了进行信号耦合外，还将输入的电流信号和输出的电压信号进行隔离，另外电容C1和电容C2上的电荷还能共享，例如当信号输入端IN输入负电流信号、且第二放大单元4将该负电流信号转换为电压信号后，电容C2上还会残留有电荷，此时如果信号输入端IN输入正电流信号，那么电容C2上的电荷会移动到电容C1上，从而使电容C1上的电荷变多，进而使本发明在输入微弱的正电流信号时仍能可靠工作。

结合图4所示的电路，第一放大单元3包括MOS管MP3、MOS管MP4和MOS管MP6；第二放大单元4包括MOS管MN3、MOS管MN4和MOS管MN6；

MOS管MP3的源极被配置于与电源VDD电连接，MOS管MP3的栅极分别与第一耦合单元1的第二连接端和MOS管MP6的源极电连接；MOS管MP3的漏极与MOS管MP4的源极电连接；MOS管MP4的栅极与MOS管MN4的栅极电连接；MOS管MP4的漏极分别与MOS管MN4的漏极、MOS管MP6的栅极和MOS管MN6的栅极电连接；MOS管MP6的漏极为第一放大单元的电压信号输出端，MOS管MN6的漏极为第二放大单元的电压信号输出端，MOS管MO6的漏极与MOS管MP6的漏极电连接；MOS管MN5的源极与MOS管MN3的栅极电连接，MOS管MN3的漏极与MOS管MN4的源极电连接，MOS管MN3的源极接地。

现在对图4所述的第一放大单元3和第二放大单元4的电路的工作原理进行说明：

在实际使用时，向MOS管MP4的栅极和MOS管MN4的栅极输入基准源Vb，基准源Vb用来控制第一放大单元3和第二放大单元4的倍数；另外通过MOS管MO4和MOS管MN4可以避免分压电阻的引入，可以在减小本发明占用芯片面积的同时降低噪声和功耗。当信号输入端IN输入的电流信号Iin是正电流信号时，正电流信号经过电容C1流入到MOS管MN3的漏极，从而使MOS管MN3导通，然后MOS管MN4将正电流信号进行一次放大后传送至MOS管MN6的栅极，由MOS管MN6进行二次放大，最后MOS管MN6的漏极输出电压信号Uout；另外对于第二放大单元4，通过让MOS管MN6的源极与MOS管MN3的栅极电连接，这样只有信号输入端IN输入正电流信号时MOS管MN6才导通，从而可以降低本发明在实际使用时的功耗；

当信号输入端IN输入的电流信号Iin是负电流信号时，负电流信号经过电容C2输入到MOS管MP3的栅极，从而使MOS管MP3导通，然后MOS管MP4将负电流信号一次放大后传送至MOS管MP6的栅极，由MOS管MP6进行二次放大，最后由MOS管MP6的源极输出电压信号Uout；另外对于第一放大单元3，通过让MOS管MP6的源极与MOS管MP3的栅极电连接，这样只有在信号输入端IN输入的电流信号Iin是负电流信号时，MOS管MP6才导通，从而可以降低本发明在实际使用时的功耗。

参照图3，本实施例中，第一耦合单元1还电连接有第一电流镜单元5，第二耦合单元2还电连接有第二电流镜单元6。参照图4，第一电流镜单元5包括MOS管MP1和MOS管MP2，第一耦合单元1的第二连接端与MOS管MP2的漏极电连接，MOS管MP2的栅极分别与MOS管MP1的栅极和MOS管MP1的漏极电连接，MOS管MP2的源极与MOS管MP1的源极电连接；

第二电流镜单元6包括MOS管MN1和MOS管MN2，第二耦合单元2的第二连接端与MOS管MN2的漏极电连接，MOS管MN2的栅极分别与MOS管MN1的栅极和MOS管MN1的漏极电连接，MOS管MN2的源极与MOS管MN1的源极电连接。

在实际使用时，由于第一电流镜单元5的MOS管MP2的动态电阻无穷大，因此从第一耦合单元1流出的电流会全部流向MOS管MP3的栅极，从而使MOS管MP3导通；

同样的，由于第二电流镜单元6的的MOS管MN2的动态电阻为无穷大，所以在信号输入端IN输入正电流信号时，MOS管MN3的栅极电压会增加，使MOS管MN3导通。

在实际使用时，当信号输入端IN输入的负电流信号过饱和即负电流信号幅值过大时，电容C2上的电压会出现过大的情况下，甚至会超过第一放大单元3的放大范围，此时如果不对电容C2上的电荷进行释放，第一放大单元3会出现过饱和失真现象。基于此，参照图3，第一耦合单元1的第二电连接端电连接有第一放电单元7；第一耦合单元1的第二连接端的电压大于第一阈值电压时，第一耦合单元1通过第一放电单元7放电；同样的，为了避免电容C1上的电压过高使第二放大单元4出现过饱和失真现象，参照图3，第二放大单元4的放电节点电连接，放电节点的电压变化与第二耦合单元2的第二连接端的电压变化正相关；第二耦合单元的第二连接端的电压大于第二阈值电压时，第二放大单元4通过第二放电单元8放电，从而将所述第二耦合单元2上多余的电荷释放出去。

参照图4，第一放电单元7包括MOS管MP5和电阻R3，第二放电单元8包括MOS管MN5，MOS管MP5的漏极与第一耦合单元1的第二连接端电连接，MOS管MP5的栅极分别与电阻R3一端和MOS管MN5的漏极电连接，MOS管MP5的源极与电阻R3另一端电连接；电阻R3另一端被配置于与电源VDD电连接；MOS管MN5的栅极与第二放大单元8的放电节点即与MOS管MN3的漏极电连接，MOS管MN5的源极接地。在实际使用时，当电容C1上的电压过大时，MOS管MN5会导通，多余的电荷会从经过MOS管MN5和电阻R3释放；当电容C2上的电压过大时，MOS管MP5会导通，电容C2上多余的电荷会经过MOS管MP5和电阻R3上释放出去。

在实际使用时，由于当输入信号Iin是负电流信号时，负电流信号通过电容C2接入到MOS管MP3的栅极，然后经过MOS管MP4和MOS管MP6放大后输出，当输入信号Iin是正电流信号时，正电流信号通过电容C1接入到MOS管MN3的栅极，然后经过MOS管MN4和MOS管MN6放大后输出，因此电容C1和电容C2的作用类似于密勒电容，而对于MOS管MP3和MOS管MN3来说，相当于引入了一个极点；对于MOS管MN5、MOS管MO5和电阻R3，相当于在整个电路中引入等效电阻，该等效电阻与电容C1的容抗和电容C2的容抗相抵消，当等效电阻阻值足够大时甚至超过电容C1或者电容C2的容抗时，相当于引入了对极点的补偿。

参照图4，本实施例中，MOS管MP6的漏极即第一放大单元3的电压信号输出端分别与负载电阻R1一端和负载电阻R2一端电连接，负载电阻R1另一端被配置于与电源VDD电连接，负载电阻R2另一端被配置于接地。在实际使用时，负载电阻R1和负载电阻R2用于实现直流偏置，来增大电压信号Uout的振幅，避免电压信号Uout失真，通过设置负载电阻R1和负载电阻R2的阻值大小，可以让本发明的电压信号输出端OUT输出的电压信号Uout在预设值附近波动，例如通过让负载电阻R1和负载电阻R2的阻值相同，可以让电压信号Uout的值在1/2VDD附近波动。

对于本发明，第一放大单元3和第二放大单元4镜像设置，可以使本发明获得更高的跨阻增益，而随着该阶段增益的提高，会降低电路噪声带来的影响。对于本发明图4的电路，其整体输入阻抗Z

式中，g

对本发明进行交流和瞬态仿真，其中电源VDD为1.8V。从图4中可以得到，本发明的中频段增益达到了51.36dB，而-3dB带宽为1.3GHz，符合高增益，大带宽的要求。而在瞬态仿真结果中，输入幅度为4μA的正弦波，频率为1GHz，经过本发明之后被放大为幅度1.179mV的电压信号，放大倍数为295.6，即跨阻增益295.6Ω(49.42dB)，与交流仿真在1GHz处的49.47dB增益相互印证。同时，输出波形依然为正弦波，几乎没有失真的情况，频率与输入保持一致，相位相反。

对本发明进行蒙特卡罗仿真分析，该仿真主要对电路在输入200MHz的输入信号时的增益随机进行了500次仿真，图7显示了增益的统计图，其中柱状图呈现出了类似于高斯分布的情况，证明在该频段，增益集中分布在51.2到52.4dB，均值为51.53dB，说明本发明较为稳定。而500次的交流仿真结果曲线在图8中体现出来，可以看出曲线在中频段时的增益变化幅度不大，较为稳定。

上述依据本发明为启示，通过上述的说明内容，相关工作人员完全可以在不偏离本项发明技术思想的范围内，进行多样的变更以及修改。本项发明的技术性范围并不局限于说明书上的内容，必须要根据权利要求范围来确定其技术性范围。