一种谐振软开关逆变器及其多包络线临界电流控制方法

技术领域

本公开涉及电力技术领域，尤其涉及一种谐振软开关逆变器及其多包络线临界电流控制方法。

背景技术

目前的谐振软开关逆变器通常采用传统的临界电流控制方法，然而传统控制方法的过零点处开关频率为0或在过零点处电感电流下降时间较长，导致电感电流存在畸变，总谐波失真过高，正负半周过渡存在明显波动，和输出电压平台等问题。

发明内容

鉴于此，本公开的目的在于提出一种谐振软开关逆变器及其多包络线临界电流控制方法。

基于上述目的，第一方面，本公开提供了一种谐振软开关逆变器的多包络线临界电流控制方法，谐振软开关逆变器连接于直流侧电源和负载之间，包括：全桥电路，包括第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，第一开关与第三开关串联形成第一桥臂，第二开关与第四开关串联形成第二桥臂，第一桥臂和第二桥臂并联连接与直流侧电源的两端，第一开关和第二开关连接于直流侧电源的正极，第三开关和第四开关连接于直流侧电源的负极；谐振电感Ls，连接于全桥电路的交流侧，用于实现谐振软开关逆变器交流侧的高频谐振；

所述方法包括：

在第一时间段，控制全桥电路的第一开关和第四开关导通；

在第二时间段和第三时间段，控制全桥电路的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关均关断；

在第四时间段，控制全桥电路的第二开关和第三开关导通，第一开关和第四开关关断；

在第五时间段和第六时间段，控制全桥电路的第三开关导通，第一开关、第二开关和第四开关关断；

在第七时间段，控制全桥电路的第三开关和第四开关导通，第一开关和第二开关关断；

在第八时间段和第九时间段，控制全桥电路的第四开关导通，第一开关、第二开关和第三开关关断；

在第十时间段，控制全桥电路的第一开关和第四开关导通，第二开关和第三开关关断。

在一些实施例中，第一开关的两端并联有第一二极管和第一电容，第二开关的两端并联有第二二极管和第二电容，第三开关的两端并联第三二极管和第三电容，第四开关的两端并联有第四二极管和第四电容；

在第一时间段，第二电容和第三电容充电，谐振电感Ls的谐振电流iLs上升。

在一些实施例中，在第二时间段，第二二极管和第三二极管导通，第二电容和第三电容放电，第一电容和第四电容充电，谐振电感Ls的谐振电流iLs上升至第一电流值ip1。

在一些实施例中，在第三时间段，第二二极管和第三二极管导通，直流侧电源、第二二极管、谐振电感、滤波电路、负载和第三二极管形成回路。

在一些实施例中，在第四时间段，第二开关和第三开关零电压导通，谐振电感Ls的谐振电流iLs下降。

在一些实施例中，在第五时间段，第二开关零电流关断，第四二极管导通，第四电容放电，第二电容充电，谐振电感Ls的谐振电流iLs下降至第三电流值ip3。

在一些实施例中，在第六时间段，第四二极管导通，谐振电感Ls的谐振电流iLs反向上升。

在一些实施例中，在第七时间段，第四开关零电压导通，谐振电感Ls的谐振电流iLs反向上升。

在一些实施例中，在第八时间段，第一二极管导通，第一电容放电，第三电容充电，谐振电感Ls的谐振电流iLs反向上升至第二电流值ip2；在第九时间段，第一二极管导通；在第十时间段，第一开关零电压导通。

另一方面，本公开提供了一种谐振软开关逆变器，采用根据第一方面所述的方法进行控制。

从上面所述可以看出，本公开提供的谐振软开关逆变器及其多包络线临界电流控制方法，在多包络线临界电流控制模式下，通过谐振电感与开关管的输出电容谐振可实现开关管的零电压导通和零电流关断，四个开关管均处于高频工作状态。能够使得电感电流下降时间明显降低，缓解开关周期过大带来的过零点畸变等现象，降低输出电流谐波。

附图说明

为了更清楚地说明本公开或相关技术中的技术方案，下面将对实施例或相关技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本公开的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为根据本公开实施例的谐振软开关逆变器的示意性主电路图。

图2为根据根据本公开实施例的不同临界电流模式的包络线示意图。

图3a-图3j为根据本公开实施例的谐振软开关逆变器的工作过程示意图。

图4为根据本公开实施例的多包络线临界电流模式的谐振电感波形示意图。

图5为根据本公开实施例的三种临界电流模式下的谐振电感电流的下降时间曲线。

图6为根据本公开实施例的多包络线临界电流模式的波形示意图。

图7为根据本公开实施例的多包络线临界电流模式的开关管的波形示意图。

图8为根据本公开实施例的多包络线临界电流模式的开关管的波形示意图。

具体实施方式

为使本公开的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本公开进一步详细说明。

需要说明的是，除非另外定义，本公开实施例使用的技术术语或者科学术语应当为本公开所属领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本公开实施例中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。“包括”或者“包含”等类似的词语意指出现该词前面的元件或者物件涵盖出现在该词后面列举的元件或者物件及其等同，而不排除其他元件或者物件。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。

当前可再生能源的广泛应用使得逆变器成为重要的能量变换装置。随着高功率密度、高效率需求的提高，软开关逆变技术成为研究热点之一。软开关逆变技术可以根据谐振和辅助环节在逆变器中位置的不同，可以分为直流谐振模式、谐振极模式、缓冲谐振电路和负载侧谐振模式。其中负载侧谐振逆变技术主要应用于小功率逆变器，可在不添加任何元器件的条件下，通过开关管的结电容与输出电感形成谐振电路，实现电感电流的双向流动从而形成零电压开关(Zero Voltage Switch,ZVS)，即临界电流模式(Boundary CurrentMode,BCM)。而BCM可以根据包络线、调制策略、控制方式的不同分为多种控制模式。

目前传统的单极性恒定临界电流控制(Constant Boundary Current Mode,CBCM)逆变效率高且损耗较小，但由于过零点处开关频率为0，导致电感电流存在畸变，正负半周过渡存在明显波动，总谐波失真(Total Harmonic Distortion,THD)过高。而单极性正弦磁滞电流模式(Sine Hysteresis Current Mode,SHCM)对传统CBCM的包络线进行了正弦化处理，使得过零点处开关频率不再为零，有效缓解了传统单极性CBCM中的过零点问题，相对降低了输出电流谐波。但由于在过零点处电感电流下降时间仍然较长，导致开关周期过长，故仍然存在电感电流畸变和输出电压平台等问题。故而传统的临界电流模式存在过零点问题，输出电流谐波有待降低。此外，传统的临界电流控制策略中，存在过零点处的电感电流畸变、输出电压平台，并且输出电流的总谐波失真较高，不能满足逆变器的需求。对现有的控制策略进行改进的过程中，需要缓解过零点畸变等问题，降低总谐波失真。因此，如何改善逆变器控制过程中的过零点畸变和输出电压平台，降低总谐波失真成为了亟需解决的技术问题。

鉴于此，本公开实施例提供了一种谐振软开关逆变器及其控制方法，在多包络线临界电流控制模式下，通过谐振电感与开关管的输出电容谐振可实现开关管的零电压导通和零电流关断，四个开关管均处于高频工作状态。能够使得电感电流下降时间明显降低，缓解开关周期过大带来的过零点畸变等现象，降低输出电流谐波。

参见图1，图1示出了根据本公开实施例的谐振软开关逆变器的示意性主电路图。图1中，谐振软开关逆变器100可以是单相逆变器，连接于直流侧电源200和负载RL之间，用于将直流侧电源200的直流侧输入电压Vin转换为负载侧的负载交流电压vo。

在一些实施例中，谐振软开关逆变器100可以包括：

全桥电路110，全桥电路110的直流侧输入端连接于直流侧电源200，包括第一开关单元111、第二开关单元112、第三开关单元113和第四开关单元114。其中，第一开关单元111包括第一开关管Q1以及并联于第一开关管Q1的第一二极管和第一电容Co1、第二开关单元112包括第二开关管Q2以及并联于第二开关管Q2的第二二极管和第二电容Co2、第三开关单元113包括第三开关管Q3以及并联于第三开关管Q3的第三二极管和第三电容Co3、第四开关单元114包括第四开关管Q4以及并联于第四开关管Q4的第四二极管和第四电容Co4。第一开关管Q1与第三开关管Q3串联连接于直流侧电源200两端，形成第一桥臂；第二开关管Q3与第四开关管Q4串联连接于直流侧电源200两端，形成第二桥臂。第一开关管Q1与第三开关管Q3的第一连接点a，第二开关管Q2与第四开关管S4的第二连接点b作为全桥电路110的交流侧输出端。该全桥电路110将直流侧电源200的直流侧输入电压Vin转换为逆变器交流电压。

谐振电路120，连接于全桥电路110的交流侧(例如交流侧输出端或第一连接点a)。该谐振电路120可以包括谐振电感Ls，用于实现逆变器的全桥电流110交流侧的高频谐振。

滤波电路130，连接于谐振电路120和负载RL之间，包括滤波电感Lo和滤波电容Cs。滤波电容Cs连接于谐振电感Ls的输出端与第二连接点b之间，滤波电感Lo连接于谐振电感Ls的输出端与负载RL之间。该滤波电路130可以用于对谐振电路120的输出进行滤波，得到滤波电压。进一步地，将该滤波电压输出至负载RL。其中，经过谐振电感Ls的谐振电流iLS，经过滤波电感Lo的滤波电流io，滤波电感Lo两端的滤波电压vLo，负载RL两端的负载电压vo。

具体地，如图1所示，其中，Vin为直流侧输入电压，Vab为桥臂中点电压，vo为输出电压，Co1-Co4分别为开关管Q1-Q4输出电容，iLS和io分别为谐振电感电流和输出电流，iQ2为流过开关管Q2的电流，RL为负载电阻。谐振软开关逆变器100利用谐振电感Ls与开关管输出电容谐振，从而实现软开关。

参见图2，图2示出了根据本公开实施例的不同临界电流模式的包络线示意图。图2中，单极性恒定临界电流控制模式(CBCM)的包络线中ip+为正半周上包络线边界，ip-为正半周下包络线边界，Iopeak为谐振软开关逆变器输出电流的峰值，Io为谐振软开关逆变器输出电流的有效值，△I为偏置量(例如常数)，w为工作角频率。单极性正弦磁滞电流模式(SHCM)的包络线中ip1为正半周上包络线边界，ip2为正半周下包络线边界，Ilow为复位电流峰值，Io为输出电流有效值，Iopeak为谐振软开关逆变器输出电流的峰值，w为工作角频率。多包络线临界电流控制模式中，ip1为正半周上包络线边界，ip2为中包络线边界，ip3为正半周下包络线边界，Ilow为复位电流峰值，Io为输出电流有效值，Iopeak为谐振软开关逆变器峰值，w为工作角频率。

在本公开实施例的多包络线临界电流控制模式下，通过谐振电感Ls与开关管的输出电容谐振可实现开关管的零电压导通和零电流关断，四个开关管均处于高频工作状态。根据输出电压的极性，逆变过程可以分为正半周和负半周。本公开以输出电压的正半周为例对多包络线临界电流控制模式的工作原理进行分析，一个开关周期可以分为10个工作模态，逆变器开关过程如图3a-图3j所示，图3a-图3j示出了本公开实施例的谐振软开关逆变器的工作过程示意图。

第一时间段，模态Ⅰ(t0-t1)：谐振电感Ls充电过程。t0时刻开始，开关管Q1和Q4正向导通，桥臂中点电压Vab为直流侧输入电压Vin,电容Co2和Co3充电，其电压逐步上升至Vin，等效电路图如图3a所示。此时能量由输入侧向谐振电感Ls和负载RL传递，谐振电感Ls充电，谐振电感Ls的电流iLs线性上升，如图4所示，图4示出了根据本公开实施例的多包络线临界电流模式的谐振电感波形示意图。谐振电感Ls的电流iLs的波形表达式为：

式中vLo为滤波电感Lo两端电压。

第二时间段，模态Ⅱ(t1-t2)：在t1时刻开始之前，谐振电感Ls的电流iLs线性上升，开关管Q1和Q4开通，开关管Q2和Q3关断。t1时刻开始，电感电流iLs上升至ip1i

第三时间段，模态Ⅲ(t2-t3)：在t2时刻开始之前，所有开关管处于关断状态，电容充放电过程结束。t2时刻开始，开关管Q2和Q3处于反向续流导通状态，为其零电压导通做准备，桥臂中点的电压由Vin变为-Vin，电路导通状态如图3c所示。

第四时间段，模态Ⅳ(t3-t4)：谐振电感Ls放电过程。t3时刻开始，Q2和Q3实现零电压开通，电路导通情况如图3d所示。此时电感电流iLs开始线性下降，其波形表达式为：

第五时间段，模态Ⅴ(t4-t5)：在t4时刻开始之前，电感电流iLs线性下降，开关管Q2和Q3开通，开关管Q1和Q4关断。t4时刻开始，电感电流iLs下降至ip3，开关管Q2关断，由于开关管Q2为反向导通状态，故Q2实现了零电流关断。随后，电容Co4开始放电，其电压由Vin下降至0，电容Co2开始充电，其电压由0上升至Vin。此时电感电流iLs继续下降至0后反向，开关管Q3开始正向导通，开关管Q4反向导通，电路的导通状态如图3e所示。

第六时间段，模态Ⅵ(t5-t6)：谐振电感Ls反向充电过程。在t5时刻开始之前，开关管Q3正向导通，其余开关管关断，电容充放电过程结束。t5时刻开始，Q4开始反向续流导通，为其零电压导通做准备。此时滤波电容Cs开始给电感Ls供电，电感电流iLs反向上升，电路的导通状态如图3f所示。

第七时间段，模态Ⅶ(t6-t7)：t6时刻开始，开关管Q4零电压开通，电路的导通状态如图3g所示。此时电感电流iLs仍在反向上升，电感电流的表达式变为：

第八时间段，模态Ⅷ(t7-t8)：在t7时刻开始之前，电感电流iLs反向线性上升，开关管Q3和Q4开通，开关管Q1和Q2关断。t7时刻开始，电感电流iLs反向上升至ip2，开关管Q3关断，开关管Q1和Q4反向导通，电容Co1开始放电至0，电容Co3开始充电至Vin，桥臂中点电压Vab由-Vin变为Vin，电路导通状态如图3h所示。

第九时间段，模态Ⅸ(t8-t9)：在t8时刻开始之前，开关管Q4开通，其余开关管关断，且开关管Q1和Q4处于反向导通状态，电容充放电过程结束。t8时刻开始，开关管Q1反向续流导通，为其零电压开通做准备，电路的导通状态如图3i所示。

第十时间段，模态Ⅹ(t9-t10)：谐振电感Ls反向放电过程。t9时刻开始，开关管Q1零电压开通，此时电感电流iLs反向下降至0，电路的导通状态如图3j所示。随后，电源开始供电，电感电流iLs开始正向线性上升，开关管Q1和Q4开始正向导通。

至此，一个正半周的开关周期结束，负半周的状态与之对称，在此不再详述。根据本公开实施例的多包络线临界电流控制模式，多包络线在不增加辅助元器件的条件下，利用滤波电感和开关管结电容谐振，实现了软开关，降低了高频下的开关损耗。逆变器的电感电流波形iLs、开关管的驱动波形vgs、开关管两端电压波形vds、流过开关管Q2的电流波形iQ2以及包络线分布情况如图4所示。

一个开关周期时间分为电感电流上升时间ton和下降时间toff，由于电感两端电压不同，下降时间toff分为toff1和toff2两部分，其中ton对应模态Ⅰ-Ⅲ，toff1对应模态Ⅳ-Ⅵ，toff2对应模态Ⅶ-Ⅷ，具体如图4所示。

根据电感电流的伏秒平衡原理，可得到多包络线临界电流模式的电感电流iLs上升时间ton、电感电流iLs下降时间toff的表达式：

其中，Ls为滤波电感值，ip1为，ip2为，ip3为，Vin为逆变器直流侧电压，vo为逆变器输出电压，vLo为滤波电感电压。

由于滤波电感电压vLo相对于vo和Vin较小，可以忽略，则多包络线控制模式的电感电流iLs上升时间t

单极性SHCM的上升时间t

由式(5)、(6)、(7)可知在过零点处单极性CBCM的电感电流下降时间t

根据本公开实施例，还提供了一种谐振软开关逆变器，采用根据本公开实施例中所述的方法进行控制。

参见图6，图6示出了根据本公开实施例的多包络线临界电流模式的波形示意图。其中，谐振软开关逆变器可以是500W，输入电压为380VDC，输出电压有效值为220VAC，功率为500W，具体参数如表1所示。

表1 500W全桥逆变器仿真参数

根据图6中电感电流iLs、输出电压vo、滤波后的输出电流io波形图，可以明显看出，多包络线临界电流控制模式不存在过零点问题，波形过渡光滑，输出电压THD较低为1.57％，有效降低了THD。

参见图7，图7示出了根据本公开实施例的多包络线临界电流模式的开关管的波形示意图。其中，四个开关管均实现零电压开通，以开关管Q1为例，图7中iLs表示电感电流，vds表示开关管两端的电压，vgs表示控制开关管开合的信号。零电压开通即在开关管的输出电容放电完毕后，控制开关管导通，可以降低开关管的导通损耗。由图7可以明显看出，在开关管两端电压vds为0后，Vgs控制开关管Q1开通，实现了零电压开关(ZCS)。

参见图8，图8示出了根据本公开实施例的多包络线临界电流模式的开关管的波形示意图。以开关管Q2为例，图8中开关管Q2实现了零电流关断，其中iLs表示电感电流，iQ2表示流过开关管Q2的电流，vgs表示控制开关管开合的信号。零电流关断即正向流过开关管的电流为0时，控制开关管关断，能够降低开关管的关断损耗。由图8可以明显看出，开关管Q2始终处于反向导通或关断状态，此时vgs控制开关管Q2关断，可实现零电压开关(ZCS)。

可见，与传统的CBCM和SHCM相比，根据本公开实施例的多包络线临界电流模式改善了过零点畸变问题，正负半周过度光滑，实现了开关管的零电压导通和零电流关断，降低了总谐波失真，提高了逆变器的性能。

所属领域的普通技术人员应当理解：以上任何实施例的讨论仅为示例性的，并非旨在暗示本公开的范围(包括权利要求)被限于这些例子；在本公开的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本公开实施例的不同方面的许多其它变化，为了简明它们没有在细节中提供。

另外，为简化说明和讨论，并且为了不会使本公开实施例难以理解，在所提供的附图中可以示出或可以不示出与集成电路(IC)芯片和其它部件的公知的电源/接地连接。此外，可以以框图的形式示出装置，以便避免使本公开实施例难以理解，并且这也考虑了以下事实，即关于这些框图装置的实施方式的细节是高度取决于将要实施本公开实施例的平台的(即，这些细节应当完全处于本领域技术人员的理解范围内)。在阐述了具体细节(例如，电路)以描述本公开的示例性实施例的情况下，对本领域技术人员来说显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下或者这些具体细节有变化的情况下实施本公开实施例。因此，这些描述应被认为是说明性的而不是限制性的。

本公开实施例旨在涵盖落入所附权利要求的宽泛范围之内的所有这样的替换、修改和变型。因此，凡在本公开实施例的精神和原则之内，所做的任何省略、修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。