用于能量收集电路的启动器电路

本申请要求于2018年2月14日提交的德国实用新型申请号202018000752.8的优先权，其通过引用整体并入本文。

背景技术

DC-DC变换器可以增加由电压源产生的电压。可能期望知道电压的极性，以便可以正确连接DC-DC变换器的组件。然而，一些电压源可能在满足一组输入条件时生成具有一个极性的电压，但是在满足第二组不同的输入条件时生成具有相反极性的电压。例如，当热电发生器观察到特定的温度梯度时可产生正电压，但是当它观察到相反的温度梯度时可产生负电压。

发明内容

本发明涉及一种用于能量收集电路的启动器电路，其用于具有输入电压的第一电位和第二电位的能量源。具体地，热电发电机可用作能量源。

这种启动器电路包括具有第一侧和第二侧的充电电容器、具有一次绕组和二次绕组(各自具有绕组起点和绕组终点)的第一变压器、第一启动晶体管、第一二极管。在这种情况下，第一启动晶体管以其栅极端耦合至第一变压器的二次绕组的绕组起点，并且所述第一启动晶体管以其漏极端连接至第一变压器的一次绕组的绕组终点。至少通过第一变压器和第一启动晶体管形成第一振荡器。

此外，设置第一二极管连接在第一变压器的二次绕组的绕组起点与充电电容器之间，并且第一启动晶体管的源极端耦合至输入电压的第二电位。第一二极管的阳极连接至充电电容器的第二侧，并且充电电容器的第一侧处于输入电压的第一电位。在充电电容器的第二侧产生电压，该电压低于输入电压的第一电位和第二电位。因此，充电电容器的第一侧也可称为正极侧，并且充电电容器的第二侧也可称为充电电容器的负极侧。

在本发明的上下文内，变压器的“一次绕组”或“一次侧”可以理解为施加输入电压的绕组，并且二次绕组或二次侧可以理解为变压器产生输出电压的绕组。在本发明的上下文内，“耦合”可以理解为直接连接或经由一个或多个组件连接。

例如从DE 11 2013 005 027 B4已知，能量源的通用启动器电路的输入电压的第一电位相对于第二电位具有确定行为。换言之，输入电压的极性必须是已知的。在这种情况下，启动器电路用于启动反激变换器(flyback converter)，并且反激变换器的必要组件具有双用途。在本发明中也是如此。

反激变换器也称为降压-升压(buck-boost)变换器。所述变换器是DC-DC变换器的一种特殊形式。

现在将参考图6描述反激变换器的简单基本结构。

图6的反激变换器包括电压源601、变压器603、二极管606、充电电容器607和开关620。此外，还与电压源601并联设置有电容器602，但所述电容器不需要作为反激变换器工作。在这种情况下，变压器603上的两点指示绕组方向。如果在本说明书的上下文内提及绕组的起点和终点，则纯粹是为了帮助理解。原则上，也可以交换变压器中的端子，只要保持变压器线圈在相反方向或相同方向上的布线即可。

下面将解释反激变换器的基本操作原理。原则上，在反激变换器的情况下，导通阶段和阻断阶段这两种操作模式相互交替。开关620决定哪种类型的操作是有效的。如果开关620闭合，则反激变换器处于导通阶段。如果开关620打开，则所述变换器处于阻断阶段。

在导通阶段中，电压源601使电流流过变压器603的一次绕组，由于二极管606阻断电流流过变压器603的第二绕组，所述第二绕组是无电流的。结果，在变压器603的气隙中建立起磁通势。

如果开关620随后打开，则流过变压器603的一次绕组或一次侧的电流停止。由于流过变压器603的一次侧的电流非常迅速地停止，所以通过变压器603的二次侧的电流增加。电流流过二极管606，结果充电电容器607被充电。随后，开关620再次闭合，并且开始由导通阶段和阻断阶段组成的新循环。

开关620的脉冲使得能够调节电容器607充电的功率。结果，例如可以向施加在充电电容器上的负载提供特定的输出电压，或者以特定的电流给能量存储器，特别是可充电电池充电。在此处所示反激变换器的实施方式中，输入和输出在每种情况下都是电流隔离的。这是有利的，但不是必需的，并且相应的附加布线也可以允许在没有电流隔离的情况下进行操作。在此处所示反激变换器的情况下，输入电压可以大于或小于输出电压。这主要取决于开关620的控制，该开关优选形成为半导体开关。参考降压或升压操作模式。

反激变换器可以在间断或连续电流模式下工作。在连续电流模式的情况下，当半导体开关打开时，电感仍携带电流。与升压变换器相比，在具有相应绕组比的反激变换器的情况下，即使在输出电压与输入电压的比率非常高的情况下，也可以在连续电流模式下进行操作和以实践中可实现的占空比进行操作。利用此处所示的反激变换器，例如，在20mV的输入电压和75％的占空比下，输出电压可以高达6V。忽略发生的损耗，根据下式计算：

其中应当注意，占空比定义如下：

这意味着导通阶段与阻断阶段的比例为3：1。还假设使用1:100变压器，其中N指定对于一次侧的一匝线圈，二次侧的线圈匝数。

间断电流模式也可称为间断导通模式。在所述模式下，流过电感，即变压器603的一次绕组的电流开始为0A。忽略发生的损耗，并且以恒定的输入电压，所述电流达到最大电流I

其中V

则输入电阻的结果如下：

在开关频率f下：

据此，输入电阻独立于电压源。在热电发电机具有独立于输出电压的恒定输出电阻的情况下，这允许非常简单的阻抗匹配。

如上所述，与电压源601并联的电容器602不是必需的。然而，在这种情况下使用电容器602是因为电压源601具有大于零的输出电阻。结果，电压源601的输出电阻与电容器602一起形成低通滤波器。其结果是输入电压不会在导通阶段期间下降太多。

参照图6所述的反激变换器版本是假设通过外部控制器控制开关620的通用实施方式。还存在设置有半导体开关620和控制器的集成反激变换器电路，因为这使得整个解决方案更小且更具成本效益。在传统的反激变换器电路中，所述控制器不需要进一步的能量供应。

反激变换器的略微修改版本如图7所示。在反激变换器的该实施方式中，设置有附加电容器727和另一二极管726。反激变换器的这种结构允许通过Greinacher电路对输出电压进行整流。

在这种情况下，在导通阶段期间，电容器727经由二极管726被充电至二次绕组的感应电压减去二极管电压。与图6所示的反激变换器相比的优点在于，在这种情况下，二极管706只需承受V

在阻断阶段期间，充电电容器707经由二极管706和电容器727被充电。在这种情况下，二极管726再次仅承受V

然而，如已经提及的那样，仅当已知在构造该电路时输入电压的两个输入电位中的哪个较高时，才能使用从DE 11 2013 005 027 B4已知的电路。为了解决该问题，例如，US2010/0208498 A1提出了两个DC/DC变换器的反并联连接用于较小的正和负输入电压。

原则上也可以使用从DE 11 2013 005 027 B4已知的电路，但是由于在每种情况下仅使用一个DC/DC变换器，即一个支路，这将导致电流流过未使用支路的现有自导晶体管的问题。这增加了冷启动电压，降低了效率，并降低了电路的输入电阻。

另一个问题是，电流流过存在的寄生基极-漏极二极管(parasitic bulk-draindiode)，该电流随着输入电压的增加呈指数增加。这也降低了效率，并降低了电路的输入电阻。

为了解决其中一些问题，US 2010/0195360 A1提出每种情况下串联连接两个自导晶体管或半导体开关。结果，寄生二极管之一总是反向运行，没有电流流过。然而，这不能解决由未使用的自导晶体管引起的问题。此外，这种电路的缺点在于，在半导体开关的大小保持相同的同时，欧姆损耗、输入电容和芯片面积需加倍。

因此，本发明的一个目的是提出一种用于能量收集电路的启动器电路，该启动器电路可以具成本效益地实现，需要低启动电压并且可以用于具有小的正或负温度差的热电发电机。

该目的根据本发明通过具有权利要求1的特征的用于能量收集电路的启动器电路来实现。

在从属权利要求、说明书和附图及其说明中提出了其他有利的实施方式。

根据权利要求1，开发了用于能量收集电路的通用启动器电路，其中设置有第二变压器和第二二极管以及第二启动晶体管，该第二变压器同样具有一次绕组和二次绕组，该一次绕组和二次绕组各自具有绕组起点和绕组终点。第二启动晶体管的栅极端耦合至第二变压器的二次绕组的绕组起点，并且所述第二启动晶体管的漏极端连接至第二变压器的一次绕组的绕组终点。至少通过第二变压器和第二启动晶体管形成第二振荡器。

此外，第二二极管设置在第二变压器的二次绕组的绕组起点与充电电容器之间，其中第二二极管的阳极也连接至充电电容器的第二侧。第二启动晶体管的源极端耦合至输入电压的第一电位。

此外，第一启动晶体管的基极端和第二启动晶体管的基极端连接至充电电容器的第二侧。

这种用于能量收集电路的启动器电路的一个实施方式使得无论能量源的输入电压的第一电位还是第二电位较大，都可以使用该电路。换言之，不需要知道能量源的极性。结果，所述电路适于例如与可与正温差和负温差结合使用的热电发电机一起使用。

如果输入电压的第一电位大于第二电位，则充电电容器由第一振荡器充电。相对地，如果输入电压的第二电位高于第一电位，则充电电容器经由第二振荡器充电。

此外，可以认为本发明的基本概念是，没有电流可以流过寄生基极-漏极二极管，特别是因为第一和第二启动晶体管的基极端连接至充电电容器的第二侧。结果，电路的效率可以在不设置附加组件的情况下显著增加。在这方面，应当注意，充电电容器的第二侧(其是如所述的充电电容器的负极侧)上的电压电位也足以达到该目的。

在改进方案中，可以设置第一和第二停止晶体管，其中可以通过第一停止晶体管和充电电容器第二侧的电压断开第一振荡器。此外，可以通过第二停止晶体管和同样充电电容器第二侧的电压断开第二振荡器。此外，第一停止晶体管的源极端和第二停止晶体管的源极端可连接至充电电容器的第二侧。例如，为此，可以将两个停止晶体管的源极端和充电电容器的第二侧接地。这意味着第一启动晶体管和第二启动晶体管的基极端也可以接地，以便处于施加到充电电容器第二侧的电位。

有利地，用于能量收集电路的启动器电路中设置有比较器，该比较器检测输入电压的第一电位还是第二电位是较高电位。例如，该信息可用于相应地断开启动器电路的未使用支路，即包含自始至终用“第一”或“第二”表示的组件的支路。例如，如果输入电压的第一电位高于第二电位，则第二支路未使用并且可以断开以便不使用任何能量或具有不利于启动器电路的其他性质。

此外，如果输入电压的第一电位小于第二电位，则可以通过比较器的结果并通过第一启动晶体管停止第一振荡器，并且如果输入电压的第二电位小于第一电位，则可以通过比较器的结果并通过第二停止晶体管停止第二振荡器。

如果比较器识别输入电压的第一电位更高，则第二停止晶体管可以停止第二振荡器或断开相应支路。类似地，如果第二电位更高，则可以经由第一停止晶体管停止第一振荡器，或者可以断开第一支路。通过这种方式，实现了在每种情况下总是将正电压施加到有效支路。

由于该结构，正反馈导致支路具有正电压，因此，即使在非常小的输入电压下，所述支路也开始振荡。相对地，负反馈导致负电压被施加到支路，因此会产生通过一次绕组的恒定的不期望电流。反馈的相应类型尤其是由变压器和相关支路中其他组件的接线引起的。断开相关支路可优化整个启动器电路的效率和初始电压。

此外，可以设置电压监测电路，其中该电压监测电路被设计用于当达到阈值电压时通过第一或第二停止晶体管断开第一或第二振荡器。电压监测电路监测施加在充电电容器上的电压。如果达到相应高的电压，为了操作随后的能量收集电路，也应断开直到该时间仍在运行的振荡器，并且将控制转移至下游能量收集电路。

本发明还涉及一种双反激变换器(dual flyback converter)电路，其包含根据本发明用于能量收集电路的启动器电路。在这种情况下，反激变换器电路是能量收集电路的实例。此外，设置第一和第二半导体开关用于操作反激变换器电路，其中第一半导体开关设置在第一变压器的一次绕组的绕组终点与输入电压的第二电位之间。与此类似地，第二半导体开关设置在第二变压器的一次绕组的绕组终点与输入电压的第一电位之间。为了操作反激变换器电路，还设置有控制器，该控制器通过充电电容器供能。

总体上，第一变压器、充电电容器、第一二极管、第一半导体开关和控制器形成第一反激变换器，并且第二变压器、充电电容器、第二二极管、第二半导体开关和控制器形成第二反激变换器。在这种情况下，控制器被设计用于控制第一和第二半导体开关，以便启动和操作反激变换器。

已经参考图6和7更详细地解释了反激变换器的基本工作原理。提供根据本发明用于能量收集电路的启动器电路使得能够为双反激变换器电路提供用于启动的足够能量，以便通过控制器启动相应的反激变换器。

根据这些实施方式，原则上提供两个反激变换器电路，其中在每种情况下仅使用一个。所使用的反激变换器电路取决于输入电压的第一电位和第二电位之间的关系。总体上，反激变换器电路被构造使得它们均应使用正电压工作。为了确保这一点，所述电路相应地交替连接至第一电位和第二电位。

换言之，该电路确保仅施加正输入电压的反激变换器工作。

第一和第二半导体开关的基极端可连接至充电电容器的第二侧的电位，以防止电流流过未使用反激变换器的相应半导体开关的寄生二极管。然而，由于存在正的源极-基极电压，会发生体效应。为此，例如，可以将源极端和充电电容器得第二侧接地。

然而，在进一步的实施方式中，第一和第二半导体开关得基极端可连接至输入电压的第一电位和第二电位中的较低电位。这种接线防止电流流过未使用反激变换器的相应半导体开关的寄生二极管，而且不会发生体效应，并且两个半导体开关仅需针对输入电压电位之间的差的绝对值进行设计。为了检测和实现这一点，例如可以使用比较器的结果。为了以相应的方式实现该电路，可以为此使用两个PMOS FET，该PMOS FET可以在每种情况下将第一和第二半导体开关的基极端连接至输入电压的第一电位和第二电位中的较低电位。

通过以下详细描述，本公开内容的其他方面和优点对于本领域技术人员将变得显而易见，其中仅示出和描述了本公开内容的说明性实施方式。将认识到，本公开内容能够实现其他和不同的实施方式，并且其若干细节能够在各种显而易见的方面进行修改，所有这些都不脱离本公开内容。因此，附图和描述本质上应被认为是说明性的，而不是限制性的。

本说明书中所提及的所有出版物、专利和专利申请均通过引用并入本文，其程度如同具体地和单独地指出每个单独的出版物、专利或专利申请均通过引用而并入。在通过引用并入的出版物和专利或专利申请与本说明书中包含的公开内容相抵触的程度上，本说明书旨在取代和/或优先于任何此类矛盾的材料。

附图说明

本发明的新颖特征将在所述权利要求书中具体阐述。通过参考以下对利用本发明原理的说明性实施方式加以阐述的详细描述以及附图(本文也称为“图”)，将获得对本发明的特征和优点的更好理解，在这些附图中：

图1示出了根据本发明用于能量收集电路的启动器电路的第一实施方式；

图2示出了根据本发明用于能量收集电路的启动器电路的第二实施方式；

图3示出了根据本发明用于能量收集电路的启动器电路的第三实施方式；

图4示出了根据本发明的双反激变换器电路；

图5示出了根据本发明的双反激变换器电路；

图6示出了反激变换器的一个实例；并且

图7示出了反激变换器的另一实例。

在图中，相同或相似的组件在每种情况下均用相同的附图标记表示，其中第一数字在每种情况下均不同并且表示该附图。在这种情况下，为了避免重复，不必再次讨论具有相同功能的组件。

具体实施方式

尽管已经在本文中示出和描述了本发明的各种实施方式，但是对于本领域技术人员显而易见的是，这些实施方式仅以示例的方式提供。在不脱离本发明的情况下，本领域技术人员可以想到许多变化、改变和替换。应当理解，可以采用本文所述的本发明的实施方式的各种替代方案。

图1示出了用于能量收集电路的启动器电路，其在每种情况下均包括两个支路。这使得启动器电路能够工作并且对充电电容器107进行充电而不管能量源101的输入电压的两电位之间的比例。在图1的附图中，也示出了DC电压源101的内阻Ri。例如，DC电压源101可以是热电发电机，该发电机可以在正负温差下工作。如在图1中所描述和示出的，其结果是电压源101的极性可以不同。与电压源101并联设置有电容器102。所述电容器的作用与以上参考图6所述的作用相同。电路的第一支路由第一变压器103、第一启动晶体管104、第一二极管106、第一耦合电容器108、第一电阻器109和第一停止晶体管122形成。

第二支路以类似的方式由第二变压器153、第二启动晶体管154、第二二极管156、第二耦合电容器158、第二电阻器159和第二停止晶体管172形成。

此外，设置有电压监测电路111、比较器130、两个或门132、182和反相器131。

下面将更详细地解释启动器电路的功能。

两个支路的接线的主要区别在于，在上支路中第一变压器103的二次绕组的绕组终点处于与一次侧的绕组起点相同的电位(具体处于Vin1)，而第二变压器153的二次绕组的绕组终点处于与一次侧的绕组起点相反的电位。第一启动晶体管106的源极端处于Vin2，而第二启动晶体管154的源极端处于Vin1。换言之，相关变压器103、153的二次绕组的绕组终点在每种情况下均处于与相应启动晶体管104、154的源极端相同的电位。

在两个支路中形成两个振荡器，以便在每种情况下启动。这在第一支路中通过第一变压器103和第一启动晶体管104实现，并且在第二支路中通过第二变压器153和第二启动晶体管154实现。

振荡器的频率(f)根据下式确定：

其中在这种情况下C是相关启动晶体管104、154的输入电容与相关变压器103、153的二次侧的电容之和，且L(sec)是相关变压器103、153的二次侧的电感。

下面将简要讨论启动器电路的工作原理，其中最初假设在电压源101施加正电压，并且因此Vin1大于Vin2。

一旦电压源101的电压增加，第一变压器103的一次绕组中的电流就增加，且同时第一变压器103的二次绕组中感应出电压，该电压使第一启动晶体管104的栅极电压增加。结果，第一启动晶体管104具有较低的电阻，并且电流可以进一步增加。由于欧姆电压下降，施加到一次绕组的电压降低，结果第一启动晶体管104的栅极的电压降低，所述启动晶体管变得电阻更高，并且这导致一次绕组电压的进一步降低。随后，这在第一启动晶体管104导致负栅极电压，该晶体管在其阈值电压处断开。如已针对反激变换器所述的，电流随后只能继续流入第一变压器103的二次侧。结果充电电容器107被充电至低电压。该充电经由第一二极管106进行，使得电容器107已被充电的能量不再能够消耗。

第一变压器103的二次绕组中的电流现在降至零，第一启动晶体管104的栅极电压也为0V，并且第一变压器103的一次绕组中的电流又开始增加。周期性的电流脉冲将充电电容器107充电至更高的电压。

总之，具有正输入电压的支路通过振荡器经历正反馈，并且即使在小于10mV的非常低的输入电压下也开始振荡。相反的布线在施加负输入电压的另一支路中产生负反馈，该负反馈导致通过变压器103、153的相关一次绕组产生恒定电流。如下面将更详细描述的，这是不期望的并且被阻止。

取决于电压源101的特定极性，第一二极管106或第二二极管156将充电电容器107上的负电位充电至小于Vin1的电压。自电路启动后，不管相关极性如何，按数量计输出电压(Vin1相对于接地)大于输入电压(Vin1减去Vin2的总和)，地总是小于Vin1。结果，可以使用接地来断开各个启动晶体管104、154，从而停止相关振荡器。

设置比较器130以便通过断开启动晶体管104、154精确地停用如上所述以负反馈运行并且具有不期望的恒定电流通过其相关变压器103、153的一次绕组的支路。

所述比较器检测Vin1是否大于Vin2。如果是这种情况，则所述比较器将信号Vin1_high施加到Vin1，否则施加到地。在第一种情况下，即当Vin1大于Vin2时，或门182的输出为逻辑1，并将Vin1连接至停止晶体管172。结果，所述停止晶体管变为低电阻并且第二启动晶体管154的栅极因此连接至接地电位，结果第二启动晶体管154变为高电阻。

在相反的情况下，即如果Vin2大于Vin1，则将Vin1_high接地，因此，作为反相器131的结果，或门132的输出连接至逻辑1，即Vin1，因此，以类似的方式，第一启动晶体管104经由第一停止晶体管122断开。这种功能防止电流流过未使用支路的未使用变压器103、153。

设置电压监测电路111，用于当在充电电容器107处达到期望的电压时断开所用的支路，即其中存在的振荡器。例如，所述监测电路可由参考电压源、电阻分压器和比较器组成。然而，在根据图1的实施方式中，在这种情况下必需的是，所述监测电路应在充电电容器107处识别1.8V的电压。这导致所述监测电路通过两个或门132、182相应地驱动所用支路的停止晶体管122、172，以便现在也断开相关支路的启动晶体管104、154。

在该实施方式中必需的是，启动晶体管104、154的基极处于接地电位。如以下将描述的，这防止电流能够流过寄生基极-漏极二极管。如上所述，在工作期间，地小于Vin1和Vin2。结果，在两个启动晶体管104、154处没有电流能够流过两个上述寄生基极-漏极二极管。这显着提高了电路效率，而无需其他组件。

然而，将基极端接地会产生一个缺点，以正式的术语即产生体效应。体效应是在正源极-基极电压的情况下阈值电压的增加。在此处存在较小输出电压的情况下，所述效应的影响很小，因此该电路非常适合对充电电容器107进行充电，从而为下游的能量收集电路提供足够的能量来启动。

现在将参照图2和图3阐述和描述图1的发展。在这种情况下应当注意，如以上参照图1所述，尽管启动晶体管204、304、254、354的基极端在每种情况下均接地，尽管这提高了电路的效率，但是这不是必需的。

图1中的比较器130仅在其所用晶体管的阈值电压以上起作用。结果，原则上需要其他电压监测电路例如用于1V的电压，该监测电路确保比较器130以及反相器131的输出最初预先保持在地电位，并且由于电流在未使用变压器103、153中流动直至达到阈值电压(例如1V)，从而进一步增加整个电路的冷启动电压。

这在根据图2和3的实施方式中得到改善。在这种情况下，在两种情况下，振荡或工作支路的振荡信号均用于尽早停用无效的支路。称为工作支路的支路是指振荡器按需运行并存在正反馈的支路。

在图2中，每个支路设置有断开二极管233、283和断开晶体管234、284来代替比较器130、或门132、182和反相器133。在这种情况下，第一断开二极管233的阴极连接至第二变压器253的二次侧的绕组起点。第二断开二极管283以类似的方式连接至第一变压器203。优选使用肖特基二极管作为断开二极管233、283。

下面将基于Vin2大于Vin1的假设来描述根据图2的实施方式以及随后根据图3的实施方式。这意味着启动器电路的第二支路正在工作，该支路在图的底部示出。在这种连接中，“工作”可以理解为意味着由第二变压器253和启动晶体管254形成的第二振荡器振荡。因此，充电电容器207经由第二二极管256通过第二变压器253的二次绕组中的能量进行充电。这总是在第二变压器253的二次绕组的绕组起点的电压比接地电位低第二二极管256的正向电压更多时发生。

在下文中，假设被设计为肖特基二极管的第二二极管256的正向电压为300mV。

当第二振荡器在相关的循环阶段中振荡时，在该阶段中第二二极管256的阴极处于比接地电位低300mV的值，第二断开二极管233的阴极也处于所述电位。结果，假设跨断开二极管233和第二二极管256的电压降相同，则断开晶体管234的源极端也接地。如果电阻器209为高电阻，例如处于≥10MΩ的范围内，则通过断开二极管233的电流小于通过第二二极管256的电流。结果，如果断开二极管233和第二二极管256在设计上相同，则跨断开二极管233的电压降小于跨第二二极管256的电压降。因此，断开晶体管234的源极端甚至低于接地电位。

一旦断开晶体管234的栅极-源极电压达到其阈值电压，则所述断开晶体管变为低电阻。这导致启动晶体管204的栅极电压被拉至接地电位或根据其确切设计而被拉至接地电位以下。因此，启动晶体管204变为高电阻，其结果是未使用支路的振荡器被断开。

在实践中，该作用甚至在阈值电压以下(即，在断开晶体管243的弱反型中)也起作用，因为所述晶体管仅必须与电阻器209相比是低电阻的。

当由第二变压器253和启动晶体管254形成的振荡器振荡时，第一启动晶体管204的栅极电压被短暂地下拉，即降低。然而，由电阻器209和耦合电容器208形成的RC元件的长时间常数意味着在第二支路工作期间，电压始终保持足够低以使第一启动晶体管204保持断开。RC时间常数通常显著大于振荡振荡器的周期。

当Vin1大于Vin2时，所述电路的操作模式是类似的操作原理，其中振荡器在由第一变压器203和第一启动晶体管204形成的第一支路中振荡，而第二分支断开。

与上述电路相比，该电路的优点是，已经可以在NMOS FET的阈值电压以下显著停用未使用支路。因此可以实现低于20mV的冷启动电压。

以与图3所述的启动器电路的实施方式相对应的方式，可以省略断开二极管333、383，这是肯定的，因为必须将所述断开二极管的尺寸设计用于最大可能的最高电压。此外，只有当另一支路仍处于有效状态时，根据图2的断开机制才起作用。

在根据图3的启动器电路中，设置具有异步有效低电平复位输入的两个D触发器335、385以及反相器386来替代图1的比较器130。所述组件形成边沿触发的置位复位触发器。

在这种情况下，必需的是，第一触发器335的输出能够通过其时钟输入端的上升沿被设置为逻辑1。这等同于根据图3的实施方式的Vin1。此外，所述触发器可以通过第二D触发器385的时钟输入端的上升沿再次复位，即复位至逻辑0，其根据图3的实施方式接地。原则上，具有该功能的逻辑门的其他布线配置当然也是可能的。

在下文中再次假设Vin2大于Vin1。在此处所示的实施方式中，第二启动晶体管354的栅极电压振荡，而由于电阻器309，第一启动晶体管304的栅极电压处于Vin1。也施加在该第二D触发器385的时钟输入端的第二启动晶体管354的栅极电压具有通常超过所述第二D触发器385的电源电压极限的振幅。因此，所述电压适用于检测振荡信号。

当所述启动器电路启动时，D触发器335、385的未指定状态意味着原则上应考虑两种情况。

启动器电路启动后，Vin1_high处于逻辑1。这意味着其中的电压是Vin1。一旦电源电压足以用于D触发器335、385的所示组合，则在第二D触发器385的时钟输入端将Q输出设置为上升沿的逻辑1。所述上升沿由在下支路中振荡的第二振荡器产生。设置第二D触发器385的Q输出导致通过反相器386在第一D触发器335的RN输入端处施加逻辑0。因此，所述第一触发器335的Q输出也为逻辑0，其现在对应于Vin1_high。因此，逻辑0也被施加到第二D触发器的RN输入端，结果所述触发器的Q输出也连接至逻辑0。由于反相器386，现在第一D触发器335的D输入端和RN输入端都施加逻辑1，结果实现稳定状态。

第二种选择是在启动器电路启动之后，将Vin1_high设置为逻辑0，其对应于接地。这已经是正确的状态，因此没有其他改变。

现在，反相器331和或门332通过第一停止晶体管322将第一启动晶体管304的栅极接地，结果可以尽早停用第一振荡器。

如果Vin1大于Vin2，则对于启动器电路的第二支路，相同的控制系统将以类似的方式生效。

该实施方式的优点是，由于触发器不必为静态负载供电，并且相应的停止晶体管322、372仅通过相关的上游高阻电阻器309、359携带很小的电流，所述电路转而可以在NMOSFET的阈值电压以下显著停用未使用支路。因此同样可以实现低于20mV的冷启动电压。

所述实施例的另一个优点是，所使用的信号线连接至启动晶体管304、354的栅极，因此已提供电涌保护。一旦启动器电路不再工作并且两个振荡器断开，在正常操作中D触发器355、385的相应输入经由两个停止晶体管322、372接地，因此也保护免受高压。

此处所示实施方式以及将两个D触发器335、385连接至反相器386的优点是，即使在两个支路均断开时，Vin1_high的状态也存储在第一D触发器335中。

图4示出了图1的上述启动器电路与两个反激变换器电路的结合，其中以与上述DE11 2013 005 027 B4中类似的方式设计各个支路中的反激变换器电路。详细地，为此额外给第一上支路设置半导体开关420、电阻器421、二极管419以及耦合电容器418。

在第二支路中也设置相同的组件，即第二半导体开关470、第二电阻器471、第二二极管469和第二耦合电容器468。

关于反激变换器的基本工作原理参照以上参考图6和7提供的描述。

在该电路中额外设置有用于控制两个反激变换器的控制器416，其中，如以下所述的，在每种情况下，一个反激变换器有效地工作而另一反激变换器保持断开。用于识别输入电压的两个输入极性中哪一个较高的比较器430可以例如是图1的比较器130或如图3所述的电路。电压检测器411用于断开仍然有效的启动振荡器，并且还用于仅当有足够高的电压时使控制器416工作。

以上已经描述了可在每种情况下仅操作两个启动振荡器之一并随后当充电电容器407被施加足够高的电压时断开第二启动振荡器的方式。结合两个驱动器417和467和比较器430的信号，控制器416在每种情况下均仅操作可使用正输入电压进行操作的反激变换器。例如，如果比较器识别Vin1大于Vin2，则第一驱动器有效417而第二驱动器467无效，因此控制器416的信号不会转递至第二下支路中设置的反激变换器。因此，所述变换器不工作。

在所述电路中，没有电流流过两个半导体开关420、470的寄生二极管，因为其基极端接地。

根据图5的实施方式基于图4的上述双反激变换器电路。在图4中，两个半导体开关420、470的基极端接地以防止电流通过未使用反激变换器的相应半导体开关420、470的寄生二极管。然而，由于存在正源极-基极电压，所以发生体效应。

在所述电路中，半导体开关520、570的基极端在每种情况下均连接至两个输入电压电位中的较低电位，表示为Vin_min。为此，根据图5的电路，比较器530转而检测较高的输入电压电位。处于接地电位的信号Vin1_high或Vin2_high连接所设置的两个PMOS FET537、538之一，并且转而将Vin_min连接至较低电位。

此外，由于逻辑门由Vin1和地供电，因此需要电平移位器536用于栅极驱动晶体管537。电平移位器536的目的是当晶体管537断开时没有电流可流动。电路只能在大约1V以上下工作也不是问题，因为反激变换器也可以仅在该点上得到有效控制和启动。

该电路的优点是，没有电流流过寄生二极管，而且不发生体效应。此外，仅需要针对电压源501的输入电压电位之间的差异幅度来设计两个半导体开关520、570。

原则上，该电路也可用于频率至多1kHz范围内的低频小型AC电压。只要控制器516的开关频率明显高于AC电压的频率，则这是可能的。

本文所述的解决方案使得可以提出一种用于能量收集电路的启动器电路，该启动器电路可以具成本效益地实现，需要低启动电压并且可以用于具有小的正或负温度差的热电发电机。