自适应过流补偿电路及方法

技术领域

本发明涉及集成电路设计领域，特别是涉及一种自适应过流补偿电路及方法。

背景技术

在现有的电源系统中，从驱动发出关断信号到功率开关管的真正关断过程中有个延迟时间Td，导致功率开关管的实际关断电流Ip_ocp要比设计的关断电流Ip_ocp_set大。那么在输入电压Vin变化时，会导致功率开关管的实际关断电流Ip_ocp也跟着变化。如图1所示，当输入电压为Vin1时，当原边电流Ip达到设定的原边峰值电流Ip_ocp_set(导通时间为Ton1)时发出关断控制信号，经过延迟时间Td后功率开关管真正关断，此时，实际原边峰值电流为Ip_ocp1；当输入电压为Vin2时，当原边电流Ip达到设定的原边峰值电流Ip_ocp_set(导通时间为Ton2)时发出关断控制信号，经过延迟时间Td后功率开关管真正关断，此时，实际原边峰值电流为Ip_ocp2；由于输入电压Vin1对应的原边电流的上升速度大于输入电压Vin2对应的原边电流的上升速度(Ton1小于Ton2)，因此，原边峰值电流Ip_ocp1的值大于原边峰值电流为Ip_ocp2的值。即由于延迟时间Td的存在，不同的输入电压导致了不同的原边峰值电流，所以实际的过流点I p_ocp也不相同。从图1中可以看出，实际过流点：

因此，如何避免输入电压对实际过流点的影响、提高电源系统的稳定性，已成为本领域技术人员亟待解决的问题之一。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种自适应过流补偿电路及方法，用于解决现有技术中不同输入电压导致实际原边峰值电流不同的问题。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种自适应过流补偿电路，用于对开关电源电路的输出电流进行过流补偿，所述自适应过流补偿电路至少包括：

输入电压检测模块、延迟时间检测模块、补偿量产生模块、比较模块、逻辑控制模块及驱动模块；

所述输入电压检测模块对所述开关电源电路的输入电压进行检测；

所述延迟时间检测模块对所述驱动模块发出关断信号的时刻到所述开关电源电路的功率开关管实际关断的时刻之间的时间进行检测，以获取延迟时间；

所述补偿量产生模块连接所述输入电压检测模块及所述延迟时间检测模块的输出端，在所述延迟时间内对所述输入电压的检测信号进行累积，并根据累积结果产生相应的补偿信号；

所述比较模块获取所述输出电流的采样信号与所述补偿量产生模块的输出信号之和，并与参考信号进行比较；

所述逻辑控制模块连接于所述比较模块的输出端，基于所述比较模块的输出信号产生所述功率开关管的驱动信号；

所述驱动模块连接于所述逻辑控制模块的输出端，基于所述驱动信号产生所述功率开关管的栅极电压。

可选地，所述输入电压检测模块包括第一电阻及第二电阻；所述第一电阻与所述第二电阻串联在所述输入电压与地之间，所述第一电阻与所述第二电阻的连接节点输出所述输入电压的检测信号。

可选地，所述延迟时间检测模块基于所述驱动模块的输出信号及所述采样信号获取所述延迟时间，所述延迟时间从所述驱动信号的上升沿开始到所述采样信号的下降沿结束。

更可选地，所述补偿量产生模块包括第一电压电流转换单元、第二电压电流转换单元、第一开关、第二开关、第三开关、第一电容、第二电容及第三电阻；

所述第一电压电流转换单元连接所述输入电压检测模块，将所述输入电压的检测信号转换为相应的第一电流；

所述第一开关的一端连接所述第一电压电流转换单元的输出端，另一端连接所述第一电容的上极板，控制端连接所述延迟时间检测模块，所述第一开关在延迟时间内导通；

所述第一电容的下极板接地；所述第二开关并联于所述第一电容的两端，所述第二开关在所述驱动模块发出导通信号时导通；

所述第三开关的一端连接所述第一电容的上极板，另一端连接所述第二电容的上极板，所述第三开关在所述第一开关关断后且所述第二开关导通前导通；所述第二电容的下极板接地；

所述第二电压电流转换单元连接所述第二电容的上极板，将所述第二电容的电压转换为相应的第二电流；

所述第三电阻的一端连接所述第二电压电流转换单元的输出端，另一端接收所述采样信号，所述第三电阻与所述第二电压电流转换单元的连接节点连接所述比较模块的输入端。

更可选地，所述第一电压电流转换单元及所述第二电压电流转换单元采用跨导放大器实现。

更可选地，所述补偿量产生模块还包括电压跟随器，所述电压跟随器连接于所述第二电容的上极板与所述第二电压电流转换单元的输入端之间。

更可选地，所述开关电源电路为反激式交流转直流变换器，所述功率开关管的实际关断点满足：

K2＝Gm1·R3；

其中，

为实现上述目的及其他相关目的，本发明还提供一种自适应过流补偿方法，所述自适应过流补偿方法至少包括：

对开关电源电路的输入电压进行检测，对发出关断信号到所述开关电源电路的功率开关管实际关断的延迟时间进行检测；

将所述输入电压的检测信号与所述延迟时间的检测信号相乘，并基于乘积产生补偿量；

将所述补偿量与所述开关电源电路的输出电流采样信号相加后与参考信号进行比较；

基于比较结果产生所述开关电源电路的功率开关管的驱动信号，并控制所述功率开关管的过流点电流固定在预设值。

可选地，所述延迟时间从所述驱动信号的上升沿开始到所述采样信号的下降沿结束。

更可选地，在所述延迟时间内对所述输入电压的检测信号进行累积以实现所述输入电压的检测信号与所述延迟时间的检测信号的相乘。

如上所述，本发明的自适应过流补偿电路及方法，具有以下有益效果：

本发明的自适应过流补偿电路及方法具有自适应补偿的特点，可获得固定的过流点，不随输入电压的变化而变化，同时也不随延迟时间的变化而变化。

附图说明

图1显示为不同的输入电压导致了不同的原边峰值电流的原理示意图。

图2显示为实际关断电流与功率开关管导通时间的关系示意图。

图3显示为一种过流补偿电路的结构示意图。

图4显示为图3过流补偿电路的具体实现方式示意图。

图5显示为本发明的自适应过流补偿电路的结构示意图。

图6显示为本发明的自适应过流补偿电路各节点波形示意图。

图7显示为本发明的自适应过流补偿方法的原理示意图。

元件标号说明

1 过流补偿电路

11输入电压检测模块

12补偿量转换模块

13比较器

14逻辑控制模块

15驱动模块

2 自适应过流补偿电路

21输入电压检测模块

22延迟时间检测模块

23补偿量产生模块

231 第一电压电流转换单元

232 第二电压电流转换单元

233 电压跟随器

24比较模块

25逻辑控制模块

26驱动模块

3 开关电源电路

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

请参阅图1～图7。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

以反激拓扑的交流转直流电源为例，有：Vin·Ton＝Ip_ocp_set·Lp(2)，其中，Lp为变压器主绕组电感量。将式(2)代入式(1)，有

为了克服输入电压变化引起的过流点变化，如图3所示提供一种过流补偿电路1，通过输入电压检测模块11对输入电压Vin进行检测，然后通过补偿量转换模块12将输入电压Vin的检测信号转换为补偿量，再利用比较器13将补偿量和输出电流的采样信号之和与参考信号Vref进行比较，逻辑控制模块14基于比较结果产生驱动信号，驱动模块15基于驱动信号控制功率开关管Q1导通或关断以此调节输出电流。图4为一种具体实现方式，其中，电阻Ra和电阻Rb通过分压得到输入电压Vin的检测信号DET，跨导放大器Ua将所述检测信号DET的电压信号转换为电流信号，该电流作用于电阻Rc，并通过电阻Rc和采样电阻Rcs获得补偿量和输出电流的采样信号的和。

具体地，所述检测信号DET被电阻Ra和电阻Rb分压所得，令

VDET＝Ka·Vin(4)；

跨导放大器Ua是将所述检测信号DET的电压转换为电流，假设其转换系数为Gm，则，电阻Rc上的电流为：

IR3＝VDET·Gm(5)；

电阻Rc上的压降为：

VR3＝VDET·Gm·Rc (6)；

令Kb＝Gm·Rc，则：

VR3＝Kb·VDET(7)；

因此，采样电阻Rcs上的电压为：

Vcs＝Vref-VR3＝Vref-Ka·Kb·Vin (8)；

设定的原边峰值电流为：

将式(9)代入式(3)，则有：

选取合适的参数，令

但是，一旦各器件参数确定，补偿量就是固定的，若系统的延迟时间Td发生变化，那么就需要重新设计系统的参数。

本发明提出一种自适应过流补偿电路，即使系统的延迟时间Td发生变化，也无需重新设计系统参数，以下是本发明的具体方案说明。

实施例一

如图5所示，本实施例提供一种自适应过流补偿电路2，用于对开关电源电路3的输出电流进行过流补偿。所述开关电源电路3至少包括功率开关管Q2及采样电阻Rcs；所述功率开关管Q2用于控制所述开关电源电路3的输出电流。所述采样电阻Rcs对所述输出电流进行采样并反馈至控制模块；所述开关电源电路3用于将输入电压Vin转换为需要的电源信号。

所述自适应过流补偿电路2包括：

输入电压检测模块21、延迟时间检测模块22、补偿量产生模块23、比较模块24、逻辑控制模块25及驱动模块26。

如图5所示，所述输入电压检测模块21对所述开关电源电路的输入电压Vin进行检测。

具体地，在本实施例中，所述输入电压检测模块21包括第一电阻R1及第二电阻R2。所述第一电阻R1与所述第二电阻R2串联在所述输入电压Vin与地之间(所述第一电阻R1的第一端连接所述输入电压Vin，第二端连接所述第二电阻R2的第一端；所述第二电阻R2的第二端接地)，所述第一电阻R1与所述第二电阻R2的连接节点输出所述输入电压的检测信号DET。

需要说明的是，在实际使用中，任意能对所述输入电压进行检测并输出检测信号的电路结构均适用于本发明，不以本实施例为限。

如图5所示，所述延迟时间检测模块22对所述驱动模块26发出关断信号的时刻到所述开关电源电路的功率开关管Q2实际关断的时刻之间的时间进行检测，以获取延迟时间Td。

具体地，在本实施例中，所述延迟时间检测模块22基于所述驱动模块26的输出信号及所述采样信号CS获取所述延迟时间Td，所述延迟时间Td从所述驱动模块26输出的驱动信号Driver的上升沿开始到所述输出电流的采样信号CS的下降沿结束。其中，所述驱动信号Driver跳变到高电平时所述驱动模块26控制所述功率开关管Q2关断，即所述驱动信号Driver的上升沿为发出关断信号的时刻；所述功率开关管Q2实际关断时输出电流变为0，所述输出电流的采样信号CS跳变为低电平，即所述输出电流的采样信号CS的下降沿为实际关断的时刻；基于所述驱动信号Driver的上升沿和所述输出电流的采样信号CS的下降沿即可获取所述延迟时间Td。

需要说明的是，在实际使用中，任意能检测到延迟时间的方式均适用于本发明，不以本实施例为限。

如图5所示，所述补偿量产生模块23连接所述输入电压检测模块21及所述延迟时间检测模块22的输出端，在所述延迟时间内对所述输入电压的检测信号DET进行累积，并根据累积结果产生相应的补偿信号。

具体地，在本实施例中，所述补偿量产生模块23包括第一电压电流转换单元231、第二电压电流转换单元232、第一开关SW1、第二开关SW2、第三开关SW3、第一电容C1、第二电容C2及第三电阻R3。所述第一电压电流转换单元231连接所述输入电压检测模块21，将所述输入电压的检测信号DET转换为相应的第一电流；作为示例，所述第一电压电流转换单元231采用第一跨导放大器实现，所述第一跨导放大器的正相输入端连接所述输入电压检测模块21的输出端，反相输入端接地，第一输出端连接电源电压VDD，第二输出端输出所述第一电流。所述第一开关SW1的一端连接所述第一电压电流转换单元231的输出端，另一端连接所述第一电容C1的上极板，控制端连接所述延迟时间检测模块22，所述第一开关SW1在延迟时间Td内导通。所述第一电容C1的下极板接地。所述第二开关SW2并联于所述第一电容C1的两端，所述第二开关SW2在所述驱动模块26发出导通信号时导通；所述第二开关SW2为所述第一电容C1提供放电通路。所述第三开关SW3的一端连接所述第一电容C1的上极板，另一端连接所述第二电容C2的上极板，所述第三开关SW3在所述第一开关SW1关断后且所述第二开关SW2导通前导通，用于采样所述第一电容C1的峰值电压；所述第二电容C2的下极板接地，对所述第一电容C1的峰值电压进行保持。所述第二电压电流转换单元232连接所述第二电容C2的上极板，将所述第二电容C2的电压转换为相应的第二电流；作为示例，所述第二电压电流转换单元232采用第二跨导放大器实现，所述第二跨导放大器的正相输入端连接所述第二电容C2的上极板，反相输入端接地，第一输出端连接电源电压VDD，第二输出端输出所述第二电流。所述第三电阻R3的一端连接所述第二电压电流转换单元232的输出端，另一端接收所述采样信号CS，所述第三电阻R3与所述第二电压电流转换单元232的连接节点连接所述比较模块24的输入端。

具体地，作为本发明的另一种实现方式，所述补偿量产生模块23还包括电压跟随器233，所述电压跟随器233连接于所述第二电容C2的上极板与所述第二电压电流转换单元232的输入端之间；在本实施例中，所述第二电容C2的上极板经由所述电压跟随器233连接所述第二跨导放大器的正相输入端。所述电压跟随器233用于缓冲、隔离、提高带载能力。

需要说明的是，在实际使用中，任意能在所述延迟时间内对所述输入电压的检测信号进行累积，并根据累积结果产生相应的补偿信号的电路结构均适用于本发明，不以本实施例为限。

如图5所示，所述比较模块24获取所述输出电流的采样信号CS与所述补偿量产生模块的输出信号之和，并与参考信号Vref进行比较。

具体地，在本实施例中，补偿量对应的第二电流作用于所述第三电阻R3上，并通过所述第三电阻R3与所述开关电源电路的输出电流采样电阻Rcs的串联结构，在所述第三电阻R3和所述第二电压电流转换单元232的连接节点得到补偿电压(反馈量对应的电压)和反馈电压(输出电流的采样电压)的和。所述比较模块24将两者之和与所述参考信号Vref进行比较，并输出比较结果。作为示例，所述比较模块24的反相输入端连接所述参考信号Vref，正相输入端连接所述第三电阻R3和所述第二电压电流转换单元232的连接节点；在实际使用中可根据需要调整输入端极性与对应输入信号的关系，能实现本发明的逻辑即可，不以本实施例为限。

如图5所示，所述逻辑控制模块25连接于所述比较模块24的输出端，基于所述比较模块24的输出信号产生所述功率开关管Q2的驱动信号Driver。

具体地，所述逻辑控制模块25基于所述输入电压Vin的检测信号、所述延迟时间Td的检测信号及所述采样信号CS对开关电源电路的输出电流进行控制，以确保输出电流的实际关断点不受输入电压和延迟时间的影响。具体控制逻辑可根据需要设置，在此不以一一赘述。

如图5所示，所述驱动模块26连接于所述逻辑控制模块25的输出端，基于所述驱动信号Driver产生所述功率开关管Q2的栅极电压。

具体地，在本实施例中，所述驱动模块26包括PMOS驱动管P1及NMOS驱动管N1，所述PMOS驱动管P1的源极连接所述电源电压VDD，栅极和所述NMOS驱动管N1的栅极连接所述驱动信号Driver，漏极和所述NMOS驱动管N1的漏极连接所述功率开关管Q2的栅极；所述NMOS驱动管N1的源极接地。所述驱动模块26用于提高驱动能力，通过所述驱动模块26的输出信号控制所述功率开关管Q2的导通和关断，进而调整流经所述功率开关管Q2的电流。

在本实施例中，所述开关电源电路3为反激式交流转直流变换器为例，反激式交流转直流变换器为本领域技术人员熟知的电源拓扑结构，在此不一一赘述；在实际使用中，任意电源拓扑结构均适用于本发明，不以本实施例为限。所述自适应过流补偿电路2的工作原理如下：

如图5及图6所示，当所述驱动信号Driver跳变为低电平时：所述PMOS驱动管P1导通。所述功率开关管Q2的栅极电压GATE开始增大，当大于阈值电压Vgs(th)时所述功率开关管Q2导通。所述功率开关管Q2的漏极电压Drain被拉低；流经所述采样电阻Rcs的电流Ip慢慢增大。此时，所述第一开关SW1关断，所述第二开关SW2导通将所述第一电容C1清零，所述第三开关SW3关断。

当流经所述采样电阻Rcs的电流Ip达到设定的(原边)峰值电流Ip_ocp_set时：所述驱动信号Driver跳变为高电平。所述NMOS驱动管N1导通。所述功率开关管Q2的栅极电压GATE开始减小。所述功率开关管Q2的漏极电压Drain被拉高。所述第一开关SW1导通，所述第二开关SW2关断，所述第一电流为所述第一电容C1充电，所述第一电容C1上的电压慢慢增大。

当所述功率开关管Q2的栅极电压GATE小于所述阈值电压Vgs(th)时：所述功率开关管Q2实际关断，流经所述采样电阻Rcs的电流Ip变为0(所述采样信号CS的跳变为低电平)。所述驱动信号Driver的上升沿和所述采样信号CS的下降沿之间即为延迟时间Td。所述功率开关管Q2实际关断时所述第一开关SW1关断，所述第一电容C1上的电压达到峰值。所述第三开关SW3在所述第一开关SW1关断后且所述第二开关SW2导通前的任意时段内导通，以此在采集所述第一电容C1上的峰值电压，并保持在所述第二电容C2中；在本示例中，所述第三开关SW3在所述第一开关SW1关断时开始导通，在所述第二开关SW2导通时关断。所述第一电容C1的峰值电压被采样保持后转换为电流信号并作用在所述第三电阻R3上，并通过所述第三电阻R3和所述采样电阻Rcs的电压叠加反馈至所述比较模块24，以调整流经所述采样电阻Rcs的电流Ip的实际关断点电流。

具体地，所述输入电压的检测信号DET由所述输入电压Vin被第一电阻R1和第二电阻R2分压所得，令

VDET＝K1·Vin(11)；

所述第一电压电流转换单元231的转换系数为Gm1，所述第一电容C1充电时，所述第一电流为：

IC1＝VDET·Gm1(12)；

所述第一电容C1上的电压为：

所述第二电容C2没有放电回路，多个周期后对所述第一电容C1取峰值并保持，所以：

所述第二电压电流转换单元232的转换系数为Gm2，则，所述第三电阻R3上的电流为：

则所述第三电阻R3上的压降为：

令K2＝Gm1·R3，则有：

所以，所述采样电阻Rcs上的电压则为：

设定的(原边)峰值电流为：

将式(19)代入式(3)，有：

选取合适的参数，令

实施例二

如图7所示，本实施例提供一种自适应过流补偿方法，在本示例中，所述自适应过流补偿方法基于实施例一的自适应过流补偿电路2实现；在实际使用中，任意能实现本方法的硬件电路或软件代码均适用于本发明，不以本实施例为限。所述自适应过流补偿方法包括：

1)对开关电源电路3的输入电压Vin进行检测，对发出关断信号到所述开关电源电路3的功率开关管Q2实际关断的延迟时间Td进行检测。

具体地，在本实施例中，通过电阻分压对所述输入电压Vin进行检测，并得到所述输入电压Vin的检测信号DET。

具体地，在本实施例中，基于所述驱动信号Driver的上升沿和所述输出电流的采样信号CS的下降沿获取所述延迟时间Td，所述延迟时间Td从所述驱动信号Driver的上升沿开始到所述采样信号CS的下降沿结束。

需要说明的是，在实际使用中，可利用任意方法对所述输入电压进行检测、获取所述延迟时间，不以本实施例为限。

2)将所述输入电压的检测信号DET与所述延迟时间Td的检测信号相乘，并基于乘积产生补偿量。

具体地，在本实施例中，在所述延迟时间Td内对所述输入电压的检测信号DET进行累积以实现所述输入电压的检测信号与所述延迟时间的检测信号的相乘。更具体地，将所述输入电压的检测信号DET转换为第一电流，并在所述延迟时间Td内基于所述第一电流对第一电容C1充电，并在延迟时间Td结束后停止充电，并将所述第一电容C1上的峰值电压采样保持后转换为第二电流，并将所述第二电流作用于所述第三电阻R3上，以得到补偿电压。

3)将所述补偿量与所述开关电源电路的输出电流采样信号CS相加后与参考信号Vref进行比较。

具体地，补偿电压与采样信号CS的电压相加后与所述参考信号Vref进行比较。在本实施例中，通过电阻的串联将补偿电压与采样信号CS的电压相加，在实际使用中，可基于任何结构实现两者相加，不以本实施例为限。

4)基于比较结果产生所述开关电源电路的功率开关管Q2的驱动信号Driver，并控制所述功率开关管Q2的过流点电流固定在预设值。

具体地，在本实施例中，最终实际过流点

综上所述，本发明提供一种自适应过流补偿电路及方法，包括：输入电压检测模块、延迟时间检测模块、补偿量产生模块、比较模块、逻辑控制模块及驱动模块；所述输入电压检测模块对所述开关电源电路的输入电压进行检测；所述延迟时间检测模块对所述驱动模块发出关断信号的时刻到所述开关电源电路的功率开关管实际关断的时刻之间时间进行检测，以获取延迟时间；所述补偿量产生模块连接所述输入电压检测模块及所述延迟时间检测模块的输出端，在所述延迟时间内对所述输入电压的检测信号进行累积，并根据累积结果产生相应的补偿信号；所述比较模块获取所述输出电流的采样信号与所述补偿量产生模块的输出信号之和，并与参考信号进行比较；所述逻辑控制模块连接于所述比较模块的输出端，基于所述比较模块的输出信号产生所述功率开关管的驱动信号；所述驱动模块连接于所述逻辑控制模块的输出端，基于所述驱动信号产生所述功率开关管的栅极电压。本发明的自适应过流补偿电路及方法具有自适应补偿的特点，可获得固定的过流点，不随输入电压的变化而变化，同时也不随延迟时间的变化而变化。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。