一种导抗网络型谐振变换器的优化调控方法及系统

技术领域

本发明涉及DC-DC变换器的优化控制技术领域，具体的涉及一种导抗网络型谐振变换器的优化调控方法及系统。

背景技术

谐振DC-DC变换器广泛应用于电动汽车的电驱系统和车载充电器，对电动汽车整体的运行效率具有关键作用。为了最大程度提高电动汽车的能源利用效率，谐振DC-DC变换器需要以稳定且高效的方式运行。然而，由硬开关引起的开关损耗和回流功率引起的导通损耗显著影响了谐振DC-DC变换器的运行效率。因此，学者们提出了导抗网络型谐振DC-DC变换器，通过引入导抗网络来降低导通损耗，从而提高变换器的效率。然而，常见的调控方法仅能在实现低导通损耗的同时实现部分开关管的软开关运行，这限制了变换器效率的进一步提高。本发明因此而来。

发明内容

本发明的目的在于提供一种导抗网络型谐振变换器的优化调控方法及系统，用于导抗网络型谐振变换器的优化调控，能够在消除变换器原边和副边的回流功率的同时，实现所有开关管的软开关运行，从而显著降低导通损耗和开关损耗，大幅提高变换器的效率。

实现本发明目的的技术解决方案为：

一种导抗网络型谐振变换器的优化调控方法，包括以下步骤：

S01：通过导抗网络型谐振变换器生成原边第一PWM方波和第二PWM三电平波；

S02：将原边第一PWM方波和第二PWM三电平波叠加后构成副边第三PWM四电平波；

S03：通过导抗网络型谐振变换器生成副边第四PWM三电平波；

S04：调控原边的第一谐振电流以使其相位始终与第一PWM方波的基波电压的相位相同；调控副边的第二谐振电流的相位，使其超前第四PWM三电平波的基波电压一定的角度，从而消除变换器原边和副边的回流功率的同时实现了所有开关管的软开关运行。

优选的技术方案中，所述步骤S01中生成原边第一PWM方波和第二PWM三电平波方法包括：

使门控信号

使门控信号

优选的技术方案中，所述步骤S03中生成副边第四PWM三电平波的方法包括：

调节副边门控信号

优选的技术方案中，所述步骤S04中调控副边的第二谐振电流的相位，使其超前第四PWM三电平波的基波电压一定的角度为

优选的技术方案中，所述步骤S04中第一谐振电流

建立变换器的时域等效电路，根据KCL和KVL定律，得到：

其中，

当电路谐振运行时，开关角频率等于谐振角频率，谐振角频率

采用基波近似法进行稳态分析，

进一步得到：

。

优选的技术方案中，所述步骤S04还包括：计算输出功率，计算方法包括：

控制满足以下条件：

即

计算得到输出功率

。

本发明还公开了一种导抗网络型谐振变换器的优化调控系统，包括：

原边PWM波生成模块，通过导抗网络型谐振变换器生成原边第一PWM方波和第二PWM三电平波；

叠加模块，将原边第一PWM方波和第二PWM三电平波叠加后构成副边第三PWM四电平波；

副边PWM波生成模块，通过导抗网络型谐振变换器生成副边第四PWM三电平波；

调控模块，调控原边的第一谐振电流以使其相位始终与第一PWM方波的基波电压的相位相同；调控副边的第二谐振电流的相位，使其超前第四PWM三电平波的基波电压一定的角度，从而消除变换器原边和副边的回流功率的同时实现了所有开关管的软开关运行。

优选的技术方案中，所述原边PWM波生成模块生成原边第一PWM方波和第二PWM三电平波方法包括：

使门控信号

使门控信号

所述副边PWM波生成模块生成副边第四PWM三电平波的方法包括：

调节副边门控信号

优选的技术方案中，所述调控模块中第一谐振电流

建立变换器的时域等效电路，根据KCL和KVL定律，得到：

其中，

当电路谐振运行时，开关角频率等于谐振角频率，谐振角频率

采用基波近似法进行稳态分析，

进一步得到：

。

本发明又公开了一种计算机存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被执行时实现上述的导抗网络型谐振变换器的优化调控方法。

本发明与现有技术相比，其显著优点为：

（1）本发明提出的一种适用于导抗网络型谐振变换器的优化调控方法，本优化调控方法在消除变换器原边和副边的回流功率的同时，实现所有开关管的软开关运行，从而显著降低导通损耗和开关损耗，大幅提高变换器的效率。

（2）本优化调控方法与普通三电平或二电平波形调控方法相比在相同功率下可以获得更小的谐振电流。在全脉宽情况下，一次侧谐振电流减少1.5倍。

附图说明

图1是一种导抗网络型谐振变换器原理图；

图2是优化调控方法下谐振变换器的稳态波形图；

图3是一种导抗网络型谐振变换器在时域下的等效电路图；

图4是一种导抗网络型谐振变换器电感电流和电压的相位图；

图5是

图6是

图7是

具体实施方式

本发明的原理是：基于一种导抗网络型谐振变换器生成原边的第一PWM方波和第二PWM三电平波，叠加后构成副边第三PWM四电平波；同时，生成副边的第四PWM三电平波。随后，调控原边的第一谐振电流与使其相位始终与第一PWM方波的基波电压的相位相同；调控副边的第二谐振电流的相位，使其超前第四PWM三电平波的基波电压一定的角度。通过该优化调控方法，能够在消除变换器原边和副边的回流功率的同时实现所有开关管的软开关运行，从而显著降低导通损耗并获得最低的开关损耗，大幅提高变换器的效率。

实施例1：

一种导抗网络型谐振变换器的优化调控方法，包括以下步骤：

S01：通过导抗网络型谐振变换器生成原边第一PWM方波和第二PWM三电平波；

S02：将原边第一PWM方波和第二PWM三电平波叠加后构成副边第三PWM四电平波；

S03：通过导抗网络型谐振变换器生成副边第四PWM三电平波；

S04：调控原边的第一谐振电流以使其相位始终与第一PWM方波的基波电压的相位相同；调控副边的第二谐振电流的相位，使其超前第四PWM三电平波的基波电压一定的角度，从而消除变换器原边和副边的回流功率的同时实现了所有开关管的软开关运行。

PWM即脉冲宽度调制。

导抗网络型谐振变换器是在常见拓扑上加入导抗谐振网络。

具体的，如图1所示，导抗网络型谐振变换器包括依次相连的一次侧全桥、高频变压器、导抗谐振网络和二次侧全桥，一次侧全桥包括开关管

一较佳的实施例中，如图2所示，步骤S01中生成原边第一PWM方波和第二PWM三电平波方法包括：

使门控信号

使门控信号

一较佳的实施例中，步骤S03中生成副边第四PWM三电平波的方法包括：

调节副边门控信号

将原边第一PWM方波电压

一较佳的实施例中，步骤S04中调控副边的第二谐振电流的相位，使其超前第四PWM三电平波的基波电压一定的角度为

一较佳的实施例中，步骤S04中第一谐振电流

如图3所示，建立变换器的时域等效电路，根据KCL和KVL定律，得到：

其中，

当电路谐振运行时，开关角频率等于谐振角频率，谐振角频率

采用基波近似法进行稳态分析，

进一步得到：

其中，

这表示谐振电感电流和电压的相位关系，如图4所示：第一谐振电流

一较佳的实施例中，步骤S04还包括：计算输出功率，计算方法包括：

控制满足以下条件：

即

计算得到输出功率

另一实施例，一种计算机存储介质，其上存储有计算机程序，计算机程序被执行时实现上述的导抗网络型谐振变换器的优化调控方法。可以采用上述的任一种导抗网络型谐振变换器的优化调控方法，这里不再赘述。

另一实施例，一种导抗网络型谐振变换器的优化调控系统，包括：

原边PWM波生成模块，通过导抗网络型谐振变换器生成原边第一PWM方波和第二PWM三电平波；

叠加模块，将原边第一PWM方波和第二PWM三电平波叠加后构成副边第三PWM四电平波；

副边PWM波生成模块，通过导抗网络型谐振变换器生成副边第四PWM三电平波；

调控模块，调控原边的第一谐振电流以使其相位始终与第一PWM方波的基波电压的相位相同；调控副边的第二谐振电流的相位，使其超前第四PWM三电平波的基波电压一定的角度，从而消除变换器原边和副边的回流功率的同时实现了所有开关管的软开关运行。

各个模块的具体的实现方法可以采用上述的任一种导抗网络型谐振变换器的优化调控方法实现，这里不再赘述。

下面给出具体的变换器的设计参数以及仿真测试：

为了让变换器高效运行，需要进行合适的参数设计：

选择

对谐振网络参数进行设计，得到：

为了验证理论分析，将采用以上参数在PSIM软件里进行仿真。

接下来，将在不同功率下进行仿真验证本发明的实际效果，如图5~图7所示。

由图可知，该优化调控方法能够在消除变换器原边和副边的回流功率的同时，实现所有开关管的软开关运行，从而显著降低导通损耗并获得最低的开关损耗，大幅提高变换器的效率。

上述实施例为本发明优选地实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。