一种基于声表面波-集总元件组合谐振器及带通滤波器

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种基于声表面波-集总元件组合谐振器及带通滤波器。

背景技术

随着5G时代的到来，终端产品所需要支持的频段越来越多，Sub 6GHz频段的无线通信信道日益拥挤，具有信道选择作用的带通滤波器发挥着越来越重要的作用；一方面，高质量、高码率、低功耗的无线通信系统要求带通滤波器具有较宽的通带带宽和尽可能低的插入损耗；另一方面，对于相邻信道频率间隔越来越窄的通信应用场景，就要求滤波器具有较高的带外抑制水平和较高的矩形系数，例如长期演进技术LTE中的频分双工（FDD）Band 8频段，其上行发射（TX）通信频率为880-915 MHz，下行接收（RX）通信频率为925-960 MHz，两频段之间的频率间隔仅为10 MHz，为了避免大功率的发射信号泄露进入接收端，造成串扰和接收模块的烧毁，RX滤波器就必须具有较高的左侧带外抑制和陡峭度。

与此同时，无线通信系统的小型化、集成化发展趋势要求滤波器的尺寸越来越小，传统的基于印刷电路板（PCB）的微带线、共面波导、基片集成波导（SIW）等滤波器难以集成于移动终端之中。专利CN105304981B中所提供的覆盖Ka波段的波导滤波器具有宽频带和高抑制等优点，然而庞大的体积和高昂的成本使其并不适合于Sub 6 GHz频段的通信应用场景之中。中国电子科技集团公司第二十六研究所在专利CN214672909U中提出了一种使用陶瓷介质的高抑制宽带介质滤波器，其尺寸相比传统的金属腔体滤波器有所减小，然而依然无法集成于通信模组或系统级封装（SIP）中。

基于集总元件的LC滤波器可以表贴于电路板表面，具有较高的集成度和更广的结构灵活性，然而，集总元件的质量因数Q值较低，容易带来较高的损耗和较差的带外抑制。为了实现更高的集成度并在一定程度上提高LC滤波器在高频应用场景下的Q值，专利CN114567282B提出了一种基于GaAs工艺的高选择性IPD滤波器，这种滤波器芯片可应用于5G N77频段，具有较好的抑制性能。然而，IPD器件加工工艺复杂，成本昂贵，其中，电容器由叠层电容实现，而电感器则由绕线电感实现，这大大限制了其在诸如L波段等较低频段的应用，此时，电感的尺寸将由于导波波长的增加而显著增大，芯片面积和量产成本也将相应扩大。

如今，包括声表面波（SAW）和体声波（BAW）在内的基于压电材料的声波滤波器因其极小的尺寸和优异的滤波性能而越来越多的应用于无线通信系统之中。传统的声波滤波器的实现形式包括阶梯型（Ladder）结构和多模谐振结构（DMS）等。前者被广泛应用于SAW和BAW的TX滤波器和双工器之中，其通过级联和并联声波谐振器实现带内极点的耦合和带外零点的灵活分布。而后者（CN113746449）则更多应用于SAW滤波器之中，其同时激励起多个谐振模式，形成类似于3阶切比雪夫滤波响应的宽带滤波曲线。然而，这类单纯基于压电效应的声波滤波器的相对带宽受限于所使用材料的机电耦合系数，在宽带应用场景中表现乏力。同时，基于声波谐振器的带通滤波器的带外抑制水平取决于级联声波谐振器的个数，即滤波器的阶数，在一些对某一侧带外抑制较高的应用场景中，增加阶数也意味着更多的损耗，这对于提高通信信噪比是不利的。

为了解决单一声表面波滤波器的带宽和抑制水平受限的问题，可以将集总元件与声波器件相结合。上海芯波电子科技有限公司在专利CN115459726A中提出了一种由FBAR谐振器和集总参数LC电路构成的滤波器，具有较宽的带宽和较好的矩形系数，然而其近带和远带抑制均不够高，近带抑制最深处仅有40 dB，而远带抑制仅能达到10 dB，除此之外，由于引入了一条并联的LC集总参数传播路径，滤波器的整体损耗较高。

综上所述，现有技术的滤波器中：金属腔体、介质谐振器以及基于PCB技术的滤波器均具有较大的尺寸，无法满足小型化和集成化的要求；单纯的集总LC滤波器或IPD滤波器则由于集总元件的Q值有限，会带来较高的通带插损，且IPD滤波器具有加工工艺复杂、成本高昂等面对大规模市场化应用的难题；而基于声表波技术的SAW和BAW谐振器的相对带宽受限于所用压电材料的机电耦合系数，在部分宽带应用场景下受到限制。因此，为了同时实现滤波器的高带外抑制、宽频带，低损耗特性，融合声表面波与集总元件设计的混合结构带通滤波器具有广阔的研究和发展空间。

需要说明的是，在上述背景技术部分公开的信息只用于加强对本公开的背景的理解，因此可以包括不构成对本领域普通技术人员已知的现有技术的信息。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的缺点，提供了一种基于声表面波-集总元件组合谐振器及带通滤波器，解决了传统声波滤波器的相对带宽受限于所有压电材料机电耦合系数的问题，解决了传统LC滤波器因Q值较低而导致的损耗较高的问题，解决了Ladder结构声波滤波器带内群时延波动较大的问题。

本发明的目的通过以下技术方案来实现：一种基于声表面波-集总元件组合谐振器，它包括声表面波SAW谐振器，声表面波SAW谐振器包括由叉指换能器和对称分布于叉指换能器左右两侧的反射栅组成，在声表面波SAW谐振器上并联有一集总电感组成组合SAW-LC谐振器，在组合SAW-LC谐振器上形成一个极点，以及位于极点左右两侧的传输零点，传输零点与极点相互解耦，两个传输零点随集总电感的电感值大小左右频移，实现零点的可控。

所述叉指换能器的指条对数为N，两根指条之间的间距为

所述声表面波SAW谐振器的等效电路包括一个静态电容

一种带通滤波器，它包括多个所述的组合SAW-LC谐振器，每个组合SAW-LC谐振器中并联的集总电感的电感值不同以及耦合模型参数不同，多个组合SAW-LC谐振器通过级联和并联的方式构成。

多个组合SAW-LC谐振器包括M个级联谐振器和M-1个并联谐振器，M个级联谐振器依次串联；每个并联谐振器的一端通过一集总电容连接在两个级联谐振器之间，另一端接地，集总电容用于起到阻抗变换的作用；多个组合SAW-LC谐振器的极点相互耦合，形成滤波器的通带。

每个组合SAW-LC谐振器的叉指换能器的指条数均为200对，每个组合SAW-LC谐振器的叉指换能器中两根指条之间的间距大小不同，叉指换能器的孔径大小不同；反射栅的指条数均为15对。

本发明具有以下优点：

1、采用组合声表面波-集总元件滤波器，所用的并联电感将SAW谐振器的谐振点与反谐振点相互解耦，二者的距离可以由电感值的大小进行调整，因此可以实现更宽的相对带宽。

2、采用的组合声表面波-集总元件谐振器在其极点处保留了SAW谐振器的高Q值特性，且此处的Q值几乎不随外加电感的Q值而变化，因此可以实现较低的插入损耗，这对于提高通信信道的信噪比和接收机的动态范围是极为有利的。

3、采用的组合SAW-LC谐振器在极点两侧分别产生一个传输零点，左侧的传输零点Q值较高，对于阻带抑制有明显的提升效果，此零点的位置随外加电感值的变化而变化，因此可以灵活配置每个谐振器所带来的零点的位置，实现较高的阻带抑制和较好的通带矩形度，灵活配置的零点分布也可以应用于其他实施例，服务于不同的滤波需求。

4、采用的声表面波谐振器和集总元件本身的尺寸较小，无论是通过表贴技术将二者装配在PCB板上，还是采用LTCC、HTCC或IPD集成技术将SAW谐振器与LC元件集成于一个封装之中，此滤波器所占据的尺寸都比较小，适合于小型化、集成化的收发机模组。

附图说明

图1为SAW谐振器的基本模型和等效电路示意图；

图1（a）为SAW谐振器的模型示意图；

图1（b）为SAW谐振器的等效电路图；

图1（c）为SAW谐振器的结构示意图；

图2为SAW-LC谐振器的基本模型和等效电路示意图；

图2（a）为SAW-LC谐振器的模型示意图；

图2（b）为SAW-LC谐振器的等效电路图；

图3为本发明带通滤波器的结构示意图；

图4为SAW-LC谐振器的导纳参数曲线示意图；

图5为SAW-LC谐振器Q值在不同的并联电感的Q值条件下随频率的变化曲线图；

图6为本发明带通滤波器S参数曲线示意图。

具体实施方式

为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本申请实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下结合附图中提供的本申请的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本申请的保护范围，而是仅仅表示本申请的选定实施例。基于本申请的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。下面结合附图对本发明做进一步的描述。

如图1和图2所示，本发明其中一种实施方式涉及一种基于声表面波-集总元件组合谐振器，即SAW-LC谐振器，其由一个SAW谐振器与一个集总电感并联而成，SAW谐振器的模型示意图图1（a）所示。其中，如图1（b）所示，SAW谐振器的等效电路包括一个静态电容

如图1（c）所示，在实际设计过程中采用模式耦合模型（COM）描述SAW谐振器的响应，谐振器由叉指换能器（IDT）和对称分布于IDT左右两侧的反射栅组成，IDT的指条对数为

SAW-LC谐振器具有一个极点和位于极点左右两侧的传输零点， 其中，谐振极点位于685 MHz，左右的传输零点分别位于685 MHz和735 MHz。由于SAW谐振器本身具有的高Q值特性，所设计的组合谐振器的极点也具有较高的Q值，且此极点的Q值基本上不随电感L的Q值变化而变化；并联电感使得原本的SAW谐振器的零点与其极点相互解耦，左右两个传输零点随电感L的大小左右频移，实现了零点的可控性，并且突破了原压电材料机电耦合系数对于滤波器通带带宽的限制。

本发明另一种实施方式涉及一种基于SAW-LC谐振器的高选择性低损耗带通滤波器，其由7个此类谐振器级联和并联而成的7阶带通滤波器，其中，级联谐振器的两端直接连接在滤波器的信号路径上，而并联谐振器则经由一个集总电容并联在滤波路径上，谐振器的另一端接地，电容起到了阻抗变换的作用。来自于各个谐振器的7个极点相互耦合，共同张成滤波器的通带；左侧的7个零点依次排列，其中，最靠近通带的零点塑造了滤波器的形状，提高了矩形系数，其余6个零点分布于阻带，提高了带外抑制度。此7个零点的位置可以由各自所属组合谐振器的电感值的大小灵活控制，不同的零点分布可以用于满足不同的滤波器需求和应用场景。

具体为，如图3所示，其中，组合谐振器S

进一步地，在本发明中，SAW谐振器所选用的衬底为200 um厚的42 °YX-LiTaO3（钽酸锂）压电材料，电极材质为铝，金属厚度为0.44 um，仿真温度为25摄氏度，所用并联电感器的Q值设置为200，该滤波器中心频率为665 MHz，通带内最小插入损耗仅为0.4 dB，3dB带宽为110 MHz（610-720 MHz），相对带宽为16.54%，7个谐振器在左侧产生了7个明显的传输零点，零点频率分别为455、470、485、520、550、570、595 MHz，通带左侧450-575 MHz范围内阻带抑制高于65 dB，576-598 MHz频率范围内阻带抑制高于40 dB，通带右侧的7个传输零点由于其Q值较低，并不明显，但也起到了增强阻带抑制的作用，上边带阻带抑制在736-850MHz范围内高于20 dB。

如图4所示，为本发明中所采用的组合谐振器的导纳参数曲线，从图中可以观察到一个极点和两个零点。

如图5所示，为本发明中的组合谐振器的Q值在不同的并联电感的Q值条件下随频率的变化曲线，从图中可以看出，极点处的Q值较高，且几乎不随电感Q值的变化而变化，左侧零点的Q值高于右侧零点的Q值。

如图6所示，为本发明中带通滤波器S参数曲线，包括反射系数

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。