一种带隙基准电流电路模块

技术领域

本发明涉及带隙基准电路相关技术领域，具体涉及一种带隙基准电流电路模块。

背景技术

带隙基准电路模块是电源管理系统、模数/数模转换器（ADC/DAC）、锁相环（PLL）等模拟集成电路中基础且重要的电路，其首要设计目标是由于目前集成电路随温度变化而其工艺参数发生非线性变化条件下，在较宽的温度变化范围内仍能保持输出受温度影响尽量小的精确电压源或电流源；除了温度变化会对基准输出造成不可避免的偏差外，来自供电输入电压的高频电源纹波与器件中本身的噪声同时会降低基准电压源和电流源的精度；基准电压源和电流源的精度影响电源管理系统的电源纯净程度、高精度模数/数模转换器的分辨率、锁相环的相位噪声等电路指标参数。

因此，当前亟需设计一款温度漂移小、高电源抑制比、低噪声的带隙基准电流电路模块，来满足设计目标。

发明内容

为了解决上述内容中提到的问题，本发明提供了一种带隙基准电流电路模块，其通过引入了额外支路电流对温度进行曲率补偿，并通过预置LDO调制和共模抵消方案减小了输出电源纹波，并利用输出端并联电容进一步减小了中低频的电源纹波和噪声。

其技术方案是这样的：一种带隙基准电流电路模块，其特征在于：所述电路模块包括电阻R1和电阻R2，所述R1和R2串联后与N型BJT管Q3并联，且并联后一端连接至供电电压PRE-LDO1，另一端连接至N型MOS管M5的漏极，所述R1和R2所产生的分压输入至N型BJT管Q1的基极，所述Q3的集电极和基极相连后连接至PRE-LDO1、发射极连接至M5的漏极；

所述电路模块还包括电阻R3，所述R3的一端连接至PRE-LDO1，另一端连接至P型MOS管M1的源极、Q1的集电极、N型BJT管Q5的集电极，所述M1的漏极和栅极相连且漏极连接至N型MOS管M9的漏极；

所述电路模块还包括电阻R4，所述R4的一端连接至PRE-LDO1，另一端连接至P型MOS管M2的源极、N型BJT管Q2的集电极、N型BJT管Q4的集电极，所述Q1和Q2的发射极相连后连接至N型MOS管M7的漏极，所述Q5和Q4的发射极相连后通过电阻R14接地，所述M1和M2的栅极相连，所述M2的漏极和栅极通过电容C1相连且漏极连接至N型MOS管M11的漏极；

所述电路模块还包括电阻R5，所述R5的一端连接至PRE-LDO1，另一端连接至P型MOS管M3的源极，所述M3的栅极连接至M2的漏极且M3的漏极连接至N型MOS管M13的漏极；

所述电路模块还包括电阻R6，所述R6的一端连接至PRE-LDO1，另一端连接至N型MOS管M4的漏极和Q2的基极，所述M4的栅极连接至M3的漏极且M4的源极连接至外置电阻RSET的一端和信号端VSET，所述RSET的另一端接地，且所述RSET与外置电容CSET相并联；

所述电路模块还包括电阻R17、电阻R16和电阻R15，所述R17、R16和R15串联后一端连接至供电电压PRE-LDO2，另一端接地，所述R17和R16所产生的分压输入至Q5的基极，所述R16和R15所产生的分压输入至Q4的基极；

所述M5、M7、M9、M11的栅极均连接至PRE-LDO2，所述M5的源极连接至N型MOS管M6的漏极，所述M7的源极连接至N型MOS管M8的漏极，所述M9的源极连接至N型MOS管M10的漏极，所述M11的源极连接至N型MOS管M12的漏极；

所述电路模块还包括电阻R7，所述R7的一端连接至PRE-LDO2，另一端N型MOS管M114的漏极，所述M14的漏极和栅极相连，且M14的栅极还分别连接M6、M8、M10、M12、M13的栅极；所述M14通过电阻R8接地，所述M6通过电阻R9接地，所述M8通过电阻R10接地，所述M10通过电阻R11接地，所述M12通过电阻R12接地，所述M13通过电阻R13接地。

进一步的，所述R3与R4的电阻值相等；所述M1与M2的宽长比相等；所述M9与M11的宽长比相等；所述M10与M12的宽长比相等。

进一步的，所述电流运算放大器输入节点A与输入节点B的电压相等。

进一步的，所述Q1与Q2的个数比例为1:8；所述Q4与Q5的个数比例为4:1。

进一步的，所述电路模块的输出电流为：I

进一步的，PRE-LDO1与PRE-LDO2的接入电压VIN为由前预置LDO负反馈结构提供电源纹波经过初步滤除的电压，PRE-LDO2的输出电压值为带隙基准电压生成固定电压值，PRE-LDO1的输出电压值为带隙基准电流源输出端电压和PRE-LDO2输出电压中的较高值。

本发明的有益效果为：

1、本发明提供了一种电源纹波共模抵消方案，由于本设计通过基准电压在精准电阻上产生精确电流量，基准电压所附带的电源纹波决定了其输出的电流的精确度，Q2输入需要与电源纹波保持一致，M1与M2管流经电流由电流源控制，当电流放大器带宽足够大时，可在考虑高频电源纹波条件下仍将此电路带隙核心两路电流视作相等的状态；同时带隙基准电流输出端的并联电容CSET等效减小了设定输出端VSET中频段下拉阻抗，主要提高10～100Hz频段的电源抑制比；通过带隙基准电流源输出端连接滤波电容输出积分噪声与对M4功率管版图设计上增大宽长比、减小栅电阻的方式可有效降低基准电路噪声。

2、本发明还提供了一种二阶温度补偿方案，当不包含Q4与Q5组成的二阶补偿时，带隙基准电压曲率小于零，基准随温度变化曲线开口方向向下，加入温度补偿后，在达到设定温度后随温度升高流经Q4相对Q5支路上升，由于Q1与Q5支路电流之和与Q2与Q4支路电流之和相等，Q2电流减小，Q2基极电压下降为基准电流提供正温度系数补偿叠加；R16电阻主要负责基极电压压差，R15与R17主要提供共模电流，与R14共同决定了带隙补偿部分的电流大小，引入补偿电流后，带隙核心中Q1与Q2管中的电流并不完全相等，且其电流大小呈正温度系数相关，曲率减小；从而实现了曲率修正的带隙基准电压，再通过电流运算放大器结构得到了高电源抑制比的基准电流源。

附图说明

图1为本发明的电路示意图；

图2为本发明的供电电压设置的示意图。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明做进一步的描述。

以下实施例用于说明本发明，但不能用来限制本发明的保护范围。实施例中的条件可以根据具体条件做进一步的调整，在本发明的构思前提下对本发明的方法简单改进都属于本发明要求保护的范围。

如图1所示，一种带隙基准电流电路模块，所述电路模块包括电阻R1和电阻R2，所述R1和R2串联后与N型BJT管Q3并联，且并联后一端连接至供电电压PRE-LDO1，另一端连接至N型MOS管M5的漏极，所述R1和R2所产生的分压输入至N型BJT管Q1的基极，所述Q3的集电极和基极相连后连接至PRE-LDO1、发射极连接至M5的漏极；所述电路模块还包括电阻R3，所述R3的一端连接至PRE-LDO1，另一端连接至P型MOS管M1的源极、Q1的集电极、N型BJT管Q5的集电极，所述M1的漏极和栅极相连且漏极连接至N型MOS管M9的漏极；所述电路模块还包括电阻R4，所述R4的一端连接至PRE-LDO1，另一端连接至P型MOS管M2的源极、N型BJT管Q2的集电极、N型BJT管Q4的集电极，所述Q1和Q2的发射极相连后连接至N型MOS管M7的漏极，所述Q5和Q4的发射极相连后通过电阻R14接地，所述M1和M2的栅极相连，所述M2的漏极和栅极通过电容C1相连且漏极连接至N型MOS管M11的漏极；所述电路模块还包括电阻R5，所述R5的一端连接至PRE-LDO1，另一端连接至P型MOS管M3的源极，所述M3的栅极连接至M2的漏极且M3的漏极连接至N型MOS管M13的漏极；所述电路模块还包括电阻R6，所述R6的一端连接至PRE-LDO1，另一端连接至N型MOS管M4的漏极和Q2的基极，所述M4的栅极连接至M3的漏极且M4的源极连接至外置电阻RSET的一端和信号端VSET，所述RSET的另一端接地，且所述RSET与外置电容CSET相并联；所述电路模块还包括电阻R17、电阻R16和电阻R15，所述R17、R16和R15串联后一端连接至供电电压PRE-LDO2，另一端接地，所述R17和R16所产生的分压输入至Q5的基极，所述R16和R15所产生的分压输入至Q4的基极；所述M5、M7、M9、M11的栅极均连接至PRE-LDO2，所述M5的源极连接至N型MOS管M6的漏极，所述M7的源极连接至N型MOS管M8的漏极，所述M9的源极连接至N型MOS管M10的漏极，所述M11的源极连接至N型MOS管M12的漏极；所述电路模块还包括电阻R7，所述R7的一端连接至PRE-LDO2，另一端N型MOS管M114的漏极，所述M14的漏极和栅极相连，且M14的栅极还分别连接M6、M8、M10、M12、M13的栅极；所述M14通过电阻R8接地，所述M6通过电阻R9接地，所述M8通过电阻R10接地，所述M10通过电阻R11接地，所述M12通过电阻R12接地，所述M13通过电阻R13接地。

设置所述R3与R4的电阻值相等；设置所述M1与M2的宽长比相等；设置所述M9与M11的宽长比相等；设置所述M10与M12的宽长比相等；设置所述电流运算放大器输入节点A与输入节点B的电压相等，因此流经电阻R3与R4的电流相等，又由于稳定工作的情况下，经过M1与M2的电流相等，所以经过Q1和Q5与Q2与Q4电流也相等；Q4与Q5的电流作为带隙基准误差补偿电路，R14、R15的电阻值较大，使得其电流大小与Q1、Q2、M1和M2电流相比较可近似忽略，因此计算带隙电压时Q1与Q2的电流近似相等。

设置所述Q1与Q2的个数比例为1:8，即MQ1 : MQ2 =1:8；设置所述Q4与Q5的个数比例为4:1，即MQ4 : MQ5 =4:1。

设置V

V

由于Q1与Q2发射极连接，两管流经电流相等，又由于管子个数不相等，Q1饱和电流I

ΔV

V

V

因此通过I

I

由上式可以看出，带隙基准电流源主要由R1、R2、R6进行合适的调节。

优选的，当PRE-LDO1纹波较大且电压变化范围较宽时，建议PRE-LDO1与PRE-LDO2采用如图2所示的供电方案，PRE-LDO1与PRE-LDO2的接入电压VIN为由前预置LDO负反馈结构提供电源纹波经过初步滤除的电压，PRE-LDO2的输出电压值为带隙基准电压生成固定电压值，PRE-LDO1的输出电压值为带隙基准电流源输出端电压和PRE-LDO2输出电压中的较高值，使带隙基准电流源电路的供电电压有足够的电压裕度与更小的电源纹波。

进一步的，进入到Q1的电源纹波量为：V

当不包含Q4与Q5组成的二阶补偿时，带隙基准电压曲率小于零，基准随温度变化曲线开口方向向下，加入温度补偿后，在达到设定温度后随温度升高流经Q4相对Q5支路上升，由于Q1与Q5支路电流之和与Q2与Q4支路电流之和相等，Q2电流减小，Q2基极电压下降为基准电流提供正温度系数补偿叠加；R16电阻主要负责基极电压压差，R15与R17主要提供共模电流，与R14共同决定了带隙补偿部分的电流大小，引入补偿电流后，带隙核心中Q1与Q2管中的电流并不完全相等，且其电流大小呈正温度系数相关，曲率减小；从而实现了曲率修正的带隙基准电压，再通过电流运算放大器结构得到了高电源抑制比的基准电流源。