双向谐振变换器磁平衡电路及其控制方法

技术领域

本发明涉及涉及电源变换器，尤其涉及双向谐振变换器磁平衡电路及其控制方法。

背景技术

伴随双向隔离拓扑架构的流行，尤其是车载OBC，光伏，储能等应用中，具备隔离变压器，且需要双向功率传输的需求更加迫切。目前传统的双向功率传输的拓扑架构中，主要流行的有双向谐振拓扑（CLLC）架构；双侧有源开关拓扑（DAB）架构；全桥串联谐振拓扑（DBSRC）拓扑等。这些拓扑架构中，由于需要考虑磁平衡问题，需要在原边回路和副边回路中，都串入电容，利用电容的“隔直通交”的特性，将直流分量进行阻隔，从而解决磁平衡问题。在DAB架构中，有部分解决方案，需要两侧同时添加电流互感器（CT），通过复杂的峰值电流控制模式解决磁平衡问题。

如上的解决方案，缺点如下：

1、功率两侧都串入电容，如果需要实现传输的能量高的场景下，电流往往较高，此时电容的体积以及成本都会明显提升，降低了产品竞争力；

2、通过峰值电流控制模式解决磁平衡问题的方案，只能应用在DAB拓扑中，且控制算法的要求很高，需要使用DSP的内部比较器，基本无法再在此基础上实现三端口的升级；

3、在DBSRC的控制中，峰值电流控制模式无法使用，只能通过在功率的两侧都增加电容，其中一路电容是为了实现谐振，另一路电容则是为了“隔直通交”作用。

因此，如何设计一种适用于双向传输功能的隔离DCDC架构中，可以实现磁路的平衡控制，从而避免饱和，同时可以取消隔直电容的磁平衡控制方法是业界亟待解决的技术问题。

发明内容

为了解决现有技术中存在的上述缺陷，本发明提出一种双向谐振变换器磁平衡电路及其控制方法。

本发明采用的技术方案是设计一种双向谐振变换器磁平衡电路，包括依次连接的原边转换电路、变压器、副边转换电路，以及控制器，所述原边转换电路通过第一电容C1与变压器原边绕组W1连接，所述变压器副边绕组与副边转换电路之间设有电流互感器CT，控制器根据电流互感器CT检测到的副边转换电路腔体中电流的正向分量Ipositive和副边转换电路腔体中电流的负向分量Inegative进而控制副边转换电路中开关的占空比。

所述副边转换电路包括副边第一转换电路，所述副边第一转换电路与变压器第一副边绕组W2连接。

所述副边转换电路包括副边第一转换电路和副边第二转换电路，所述副边第一转换电路与变压器第一副边绕组W2连接，所述副边第一转换电路与变压器第一副边绕组W2之间设有所述电流互感器CT，所述副边第二转换电路与变压器第二副边绕组W3和变压器第三副边绕组W4连接。

所述副边第一转换电路包括第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8，其中第五开关Q5和第七开关Q7上下串联构成第一桥臂，第六开关Q6和第八开关Q8上下串联构成第二桥臂，第五开关Q5和第八开关Q8同步动作，第六开关Q6和第七开关Q7同步动作。

一种双向谐振变换器磁平衡电路控制方法，所述磁平衡电路包括上述的双向谐振变换器磁平衡电路，所述控制方法包括：采集副边转换电路腔体中电流的正向分量Ipositive和副边转换电路腔体中电流的负向分量Inegative，根据采集到的分量控制副边转换电路中开关的占空比。

对所述正向分量Ipositive进行积分运算得出正向分量积分Is+，对所述负向分量Inegative进行积分运算得出负向分量积分Is-；将正向分量积分Is+减去负向分量积分Is-得出差值Is；当差值Is大于零时，第六开关Q6第七开关Q7的占空比设为50%，减小第五开关Q5第八开关Q8的占空比；当差值Is小于零时，第五开关Q5第八开关Q8的占空比设为50%，减小第六开关Q6第七开关Q7的占空比；当差值Is等于零时，不改变第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8的占空比。

双向谐振变换器磁平衡电路控制方法在一个设计方案中包括以下步骤：步骤1、采集副边转换电路腔体中电流的正向分量Ipositive和副边转换电路腔体中电流的负向分量Inegative；步骤2、对所述正向分量Ipositive进行积分运算得出正向分量积分Is+，对所述负向分量Inegative进行积分运算得出负向分量积分Is-；步骤3、将正向分量积分Is+减去负向分量积分Is-得出差值Is；步骤4、判断差值Is是否大于零，是则转步骤5，否则转步骤6；步骤5、第六开关Q6第七开关Q7的占空比设为50%，减小第五开关Q5第八开关Q8的占空比，转步骤9；步骤6、判断差值Is是否小于零，是则转步骤7，否则转步骤8；步骤7、第五开关Q5第八开关Q8的占空比设为50%，减小第六开关Q6第七开关Q7的占空比，转步骤9；步骤8、不改变第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8的占空比，转步骤9；步骤9、占空比调整结束。

双向谐振变换器磁平衡电路控制方法在另一个设计方案中包括以下步骤：步骤1、采集副边转换电路腔体中电流的正向分量Ipositive和副边转换电路腔体中电流的负向分量Inegative；步骤2、对所述正向分量Ipositive进行积分运算得出正向分量积分Is+，对所述负向分量Inegative进行积分运算得出负向分量积分Is-；步骤3、将正向分量积分Is+减去负向分量积分Is-得出差值Is；步骤4、用电流调整参数Iref减去差值Is，然后进行2p2z环路计算,得到环路结果Loopout：步骤5、判断环路结果Loopout是否大于零，是则转步骤6，否则转步骤7；步骤6、第五开关Q5第八开关Q8的占空比设为50%，减小第六开关Q6第七开关Q7的占空比，转步骤10；步骤7、判断环路结果Loopout是否小于零，是则转步骤8，否则转步骤9；步骤8、第六开关Q6第七开关Q7的占空比设为50%，减小第五开关Q5第八开关Q8的占空比，转步骤10；步骤9、不改变第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8的占空比，转步骤10；步骤10、占空比调整结束。

在较佳实施例中，所述电流调整参数Iref等于0。

本发明提供的技术方案的有益效果是：

本发明有效的消除双向谐振变换器两侧磁偏现象，实现磁路的平衡控制，从而避免饱和，取消副边的隔直电容，减少设备体积和成本，只在原有双向谐振变换器的基础上增加少量元件，提高了产品竞争力。

附图说明

下面结合实施例和附图对本发明进行详细说明，其中：

图1是现有两端口DCDC变换器电路图；

图2是图1拓扑等效图；

图3是本发明两端口DCDC变换器电路图；

图4是本发明较佳实施例CT电流检测电路图；

图5是图3电路电流、电压波形仿真图；

图6是图3电路磁工作曲线示意图；

图7是现有三端口DCDC变换器电路图；

图8是本发明三端口DCDC变换器电路图；

图9是本发明较佳实施例控制原理图；

图10是本发明副边转换电路功率开关占空比调节示意图；

图11是本发明一个实施例的控制流程框图；

图12是本发明另一个实施例的控制流程框图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明希望能用一种控制方法抑制这种磁偏现象。尤其是在全桥串联谐振拓扑（DBSRC）中，原边的谐振电容和谐振电感形成谐振腔，而副边转换电路中可以通过一个电流互感器，以及所申请的控制算法，将隔直电容取消。例如图1示出的现有技术中两端口DCDC变换器电路图中的C2可以取消。

图2示出的是图1拓扑等效图，其中：is为原边谐振腔中电流，im为励磁电流，ip为副边腔体中电流。

此种拓扑架构C1的存在，通过电容的“隔直通交”特性，可以得出如下的方程：

保证了L1电感不会饱和；副边电容C2的存在使得

由于变压器励磁电流为

对于变压器来说存在

从等式（4）来说只要保持原边电流积分为0，副边积分为0，即可保证变压器不会饱和。

图1展示的现有电路的缺点是C2的电容成本较高，利用电容的充放电特性维持

图中3，Is+ 和Is- 分别为：

控制器，会同步采样Is+， Is-的信号，并控制两个信号的值相等，也就是如下公式：

从而，实现副边转换电路的电流积分为0：

如果此时

例如，

CT电流检测单元的设计示例如图4所示。基于此设计，搭建仿真波形，并进行仿真，仿真的波形为图5所示。图5中，将Ipositive和Inegative相差的电流值：0.5683A，和直接测量的腔体内电流的直流分量：0.55962A，基本上接近，考虑到二极管，电阻等离散型，不可避免两者存在一定的差异，但是根据安培定律：H*l=N*I;其中H=B/μ， 一定量的直流I，会产生一定量的B值偏磁，只需要控制好B值的偏磁，就可以保证工作过程中不会磁饱和。如图6所示，期望的磁工作曲线为实线“—“，而考虑到实际的硬件采样的偏差，实际的磁工作曲线为虚线“---”，但整体上仍然不会超过Bmax和Bmin的限制区域，这个工作仍然是安全的。

上述控制方法运用于全桥串联谐振拓扑（DBSRC）二端口电路，可以扩展为三端口的磁集成拓扑（I系列）方案，以往的控制方案中需要具备隔直电容，例如图7中，C4便是隔直电容。

而正是因为C4的存在，当单纯控制副边第一转换电路向副边第二转换电路进行功率传输时，只能允许采用峰值电流控制模式。当我们采用了本发明磁平衡控制方法后，可以采用如图8所示的电路图。从图8中可见，原有的隔直电容可以取消，进一步将三端口的磁集成拓扑（I系列）的功率密度提升，为客户进一步提升产品的竞争力。

图9示出了本发明控制原理框图，ADCA和ADCB分别对Is+和Is-进行采样并进行对应积分，然后做减法，给定的参考为0，从而进行PID处理，输出Q6、Q7、Q5、Q8的PWM控制信号。

本发明公开了一种双向谐振变换器磁平衡电路，参看图3其包括依次连接的原边转换电路、变压器、副边转换电路，以及控制器，所述原边转换电路通过第一电容C1与变压器原边绕组W1连接，所述变压器副边绕组与副边转换电路之间设有电流互感器CT，控制器根据电流互感器CT检测到的副边转换电路腔体中电流的正向分量Ipositive和副边转换电路腔体中电流的负向分量Inegative进而控制副边转换电路中开关的占空比。

在一个实施例中，所述副边转换电路包括副边第一转换电路，所述副边第一转换电路与变压器第一副边绕组W2连接。该实施例为二端口DCDC变换器，运用到车载充电机中，其原边转换电路可以连接充电桩（或市电），其副边第一转换电路可以连接车内高压电池。

参看图7示出的另一个实施例中，所述副边转换电路包括副边第一转换电路和副边第二转换电路，所述副边第一转换电路与变压器第一副边绕组W2连接，所述副边第一转换电路与变压器第一副边绕组W2之间设有所述电流互感器CT，所述副边第二转换电路与变压器第二副边绕组W3和变压器第三副边绕组W4连接。该实施例为三端口DCDC变换器，运用到车载充电机中，其原边转换电路可以连接充电桩（或市电），其副边第一转换电路可以连接车内高压电池，其副边第二转换电路可以连接车内低压设备。

在较佳实施例中，所述副边第一转换电路包括第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8，其中第五开关Q5和第七开关Q7上下串联构成第一桥臂，第六开关Q6和第八开关Q8上下串联构成第二桥臂，受控制的驱动，第五开关Q5和第八开关Q8同步动作，第六开关Q6和第七开关Q7同步动作。

本发明还公开了一种双向谐振变换器磁平衡电路控制方法，所述磁平衡电路包括上述的双向谐振变换器磁平衡电路，所述控制方法包括：采集副边转换电路腔体中电流的正向分量Ipositive和副边转换电路腔体中电流的负向分量Inegative，根据采集到的分量控制副边转换电路中开关的占空比。

在较佳实施例中，对所述正向分量Ipositive进行积分运算得出正向分量积分Is+，对所述负向分量Inegative进行积分运算得出负向分量积分Is-；将正向分量积分Is+减去负向分量积分Is-得出差值Is；当差值Is大于零时，第六开关Q6第七开关Q7的占空比设为50%，减小第五开关Q5第八开关Q8的占空比；当差值Is小于零时，第五开关Q5第八开关Q8的占空比设为50%，减小第六开关Q6第七开关Q7的占空比；当差值Is等于零时，不改变第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8的占空比。

参看图11示出的一个实施例的流程控图，双向谐振变换器磁平衡电路控制方法包括以下步骤：步骤1、采集副边转换电路腔体中电流的正向分量Ipositive和副边转换电路腔体中电流的负向分量Inegative；步骤2、对所述正向分量Ipositive进行积分运算得出正向分量积分Is+，对所述负向分量Inegative进行积分运算得出负向分量积分Is-；步骤3、将正向分量积分Is+减去负向分量积分Is-得出差值Is；步骤4、判断差值Is是否大于零，是则转步骤5，否则转步骤6；步骤5、第六开关Q6第七开关Q7的占空比设为50%，减小第五开关Q5第八开关Q8的占空比，转步骤9；步骤6、判断差值Is是否小于零，是则转步骤7，否则转步骤8；步骤7、第五开关Q5第八开关Q8的占空比设为50%，减小第六开关Q6第七开关Q7的占空比，转步骤9；步骤8、不改变第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8的占空比，转步骤9；步骤9、占空比调整结束。

参看图12示出的另一个实施例的流程控图，双向谐振变换器磁平衡电路控制方法包括以下步骤：步骤1、采集副边转换电路腔体中电流的正向分量Ipositive和副边转换电路腔体中电流的负向分量Inegative；步骤2、对所述正向分量Ipositive进行积分运算得出正向分量积分Is+，对所述负向分量Inegative进行积分运算得出负向分量积分Is-；步骤3、将正向分量积分Is+减去负向分量积分Is-得出差值Is；步骤4、用电流调整参数Iref减去差值Is，然后进行2p2z环路计算,得到环路结果Loopout：步骤5、判断环路结果Loopout是否大于零，是则转步骤6，否则转步骤7；步骤6、第五开关Q5第八开关Q8的占空比设为50%，减小第六开关Q6第七开关Q7的占空比，转步骤10；步骤7、判断环路结果Loopout是否小于零，是则转步骤8，否则转步骤9；步骤8、第六开关Q6第七开关Q7的占空比设为50%，减小第五开关Q5第八开关Q8的占空比，转步骤10；步骤9、不改变第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8的占空比，转步骤10；步骤10、占空比调整结束。

需要指出，在所有元件都处于理想状态时，第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8的占空比都为50%，Is+=Is-，Is=0，变换器实现磁平衡。由于各开关参数有微小差别以及受到的干扰，往往占空比都为50%时Is+≠Is-，这是可设置电流调整参数Iref进行调整。在较佳实施例中，所述电流调整参数Iref等于0。

结合图9示出的本发明较佳实施例控制原理图，说明本发明步骤在控制器中是如何实现的：控制器中的ADCA对所述正向分量Ipositive进行积分运算得出正向分量积分Is+，ADCB对所述负向分量Inegative进行积分运算得出负向分量积分Is-，然后在减法器中做减法，Is=Is+ - Is-，电流调整参数Iref减去Is，然后进行2p2z环路计算,得到环路结果Loopout：PWM驱动器根据Loopout的结果输出Q6、Q7、Q5、Q8的PWM控制信号。

根据环路结果Loopout控制PWM控制信号的示意图如图10所示，图左边部分为Loopout=0，第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8的占空比都为50%；图中间部分为Loopout>0，设置第五开关Q5第八开关Q8的占空比设为50%，减小第六开关Q6第七开关Q7的占空比；图右边部分为Loopout<0，设置第六开关Q6第七开关Q7的占空比设为50%，减小第五开关Q5第八开关Q8的占空比。

另外，正向分量Ipostive和负向分量Inegative分别送入控制器的两个内部比较器正向输入端，负向输入端的比较参考值由软件设定，比较结果送入PWM模块，用来做峰值过流保护。

以上实施例仅为举例说明，非起限制作用。任何未脱离本申请精神与范畴，而对其进行的等效修改或变更，均应包含于本申请的权利要求范围之中。