可变速发电电动装置

技术领域

本发明涉及连接了PWM功率变换器和交流旋转电机机械的可变速发电电动装置。

背景技术

将背后连接了自励式电压型变换器(以下，在本发明中称为“VSC变换器”。)的直流端的频率变换器连接于交流系统与交流旋转电气机械之间而得的可变速发电电动装置(以下，在本发明中称为“FPC方式”。)通过改善频率变换器的性价比，扩大了对风力等的再生能源发电系统的应用，其中，自励式电压型变换器对具备自消弧功能的功率用半导体开关元件(以下，在本发明中称为“开关元件”。)进行PWM调制来进行交流直流间的功率变换。

另外，由于作为VSC变换器之一的模块化多电平PWM变换器(以下，在本发明中称为“MMC变换器”。)的进步，能够不经由变压器而直接连接大容量高压的发电电动机和频率变换器，预想FPC方式的应用扩大。

图16表示构成MMC变换器的臂变换器的电路。臂变换器由串联连接了k个单位变换器而得的2端子变换器构成。单位变换器通过控制以电容器为电压源的PWM变换器的调制率来产生期望的电压。电容器的电压通过由交流频率决定的周期的充放电而变动。

在专利文献1中公开了如下方式：设置2组将3台臂变换器进行星型接线而得的3相半波电路，将星型接线设为直流2端子，在各相的臂的另一端子与交流电源端子之间设置循环电流抑制电抗器(以下，在本发明中称为“DSMMC变换器”)。

在非专利文献1中公开了如下方法：将2台DSMMC变换器的直流端子进行背后连接来作为可变频率电源，将一个交流端子与交流系统连接，将另一个交流端子与交流旋转电气机械连接而形成可变速电动装置。

在专利文献2中公开了如下方法：设置2组将3台臂变换器进行星型接线而得的3相半波电路，将星型接线设为直流2端子，将各相的臂的另一端子与具备进行了双星型接线的第二次和第三次绕组的变压器连接，将第二次和第三次绕组的漏电抗作为电流抑制元件，同时抵消由循环电流引起的变压器铁芯的直流磁动势(以下，在本发明中称为“DIMMC变换器”)。

在专利文献3中公开了如下方法：设置将3台臂变换器进行星型接线而得的3相半波电路，将该星型接线部作为直流的第一端子，设置具备第二次和第三次绕组的变压器，将星型交错接线部作为直流的第二端子，将交错接线第二次和第三次绕组的漏电抗作为电流抑制电路元件，同时抵消由循环电流引起的变压器铁芯的直流磁动势(以下，在本发明中称为“ZCMMC变换器”)。

在专利文献4中公开了在图17A、图17B、图17C所示的结构中使用了上述3种MMC变换器的FPC方式。公开了如下内容：在DIMMC变换器的情况下，需要构成2组60度相位带的3相交流绕组，在ZCMMC变换器的情况下，需要设为120度相位带的3相交流绕组。另外，在专利文献4中公开了考虑作为MMC变换器的缺点的“低频区域中的输出降低”的同步发电电动机的启动方法。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第5189105号公报

专利文献2：国际公开第2009/135523号

专利文献3：日本专利第5268739号公报

专利文献4：日本专利第6243083号公报

专利文献5：日本特开2003-88190号公报

专利文献6：日本专利第6246753号公报

专利文献7：日本专利第5537095号公报

专利文献8：日本专利第5045053号公报

专利文献9：日本特开昭57-88881号公报

专利文献10：日本特开昭62-247776号公报

非专利文献

非专利文献1：萩原诚、西村和敬、赤城泰文，《使用了模块化多电平PWM逆变器的高压电机驱动器：第1报、400V、15kW微模型的实验验证》，电气学会论文杂志D，2010年4月，130卷，4号，pp.544-551

非专利文献2：长谷川勇、滨田镇教、小堀贤司、庄司丰，“无变压器多电平高压逆变器的开发”，明电时报，2016年，No.3，pp.34～39

非专利文献3：“在抽水发电站对功率均衡化作出贡献的高压逆变器”、安川新闻、No.289、pp.9

发明内容

发明要解决的课题

作为可变速发电电动装置的实现方法，已知在交流系统与绕组型感应机的电枢绕组之间设置分支点，在该分支点与绕组型感应机的励磁绕组之间连接频率变换器的二次励磁方式(以下，在本发明中称为“DFS方式”。)。在DFS方式的情况下，由于频率变换器的容量由以同步速度为中心的可变速幅度决定，因此具有比发电电动机小的优点。

另外，作为功率变换装置，除了VSC变换器以外，还有使用了不具有自消弧功能的晶闸管等开关元件的他励式电流型变换器(以下，在本发明中称为“LCC变换器”。)。LCC变换器存在消耗无效功率的缺点，另一方面，开关元件的短时间过电流耐量比由切断电流的瞬时值制约的自消弧型元件大，因此具有能够经济地实现系统事故波及时的继续运转的优点。

在DFS方式的情况下，为了补偿在LCC变换器中消耗的无效功率，发电电动机容量增加，但该容量增加在可变速幅度为±10％以下的情况下为允许范围的意见也很强烈。

例如，在可变速幅度为±8％的情况下，LCC变换器的容量为发电机容量的15％。并且，与应用VSC变换器的情况相比，发电电动机容量增加了5％。

另一方面，由LCC变换器和励磁用变压器的合计产生损耗引起的作为发电电动装置的效率降低能够实现0.2％以下。LCC变换器的产生损耗能够抑制成作为发电电动机的惯用杂散负载损耗的0.1％以下。

在FPC方式的情况下，如果将包含高次谐波滤波器装置的VSC变换器效率设为98％，则由于VSC变换器容量与发电电动机容量相等，因此VSC变换器与发电电动机的综合效率降低成为2％。该效率降低成为DFS方式的10倍。在将升压变压器连接在发电电动机和VSC变换器之间的情况下，效率降低进一步变大。

在将FPC方式应用于水力发电领域的情况下，因频率变换器损耗而失去额定输出时的水轮机最高效率的年功率量抵消了通过频率变换器降低速度所带来的水轮机效率上升量的大部分的例子很多。

在专利文献5中公开了在频率变换器中设置旁路开关，具备经由频率变换器以原动机的最佳速度运转的模式(以下，在本发明中称为“变换器运转”)、以及对频率变换器进行旁路而与交流系统直接连结并将电气设备侧的产生损耗抑制为最小的运转模式(以下，在本发明中称为“旁路运转”)的方式。

在专利文献6中公开了一种可变速运转控制装置，其在与专利文献5相同的结构中，将具备使用了“2台断路器”或“1台断路器和1台半导体开关”的旁路开关的频率变换器应用于水力发电系统，在切换时设置发电机的无流通期间，在通常时设为旁路运转，在低于最低流量、最低落差、最低输出的情况下设为变换器运转，在变换器运转中使旋转速度降低而有助于发电效率的提高。由此，主张“能够利用容量比发电机小的频率变换器来实现可变速发电电动装置。”。

在专利文献9和专利文献10中，公开了在旁路运转和变换器运转的切换时设置换流期间，确保带励磁绕组的同步电机电流的连续性的方法。

在专利文献8中公开了如下方法：使用专利文献9和专利文献10的方法，为了用VSC变换器驱动同步电动机并无冲击地并入系统，对VSC变换器进行电流控制，以使对系统电压和电动机电压分别进行坐标变换而得到的相位差为零。

在非专利文献3中，公开了使用专利文献9和专利文献10的方法，从抽水启动用的高压逆变器无冲击地切换到商用电源的方式。但是，既没有公开从高压逆变器驱动时的励磁控制方式(一般称为AER的励磁电流控制)向以商用电源运转时的励磁控制方式(一般称为AVR的自动电压控制)的切换时期，也没有公开切换方法。另外，虽然公开了在开路逆变器侧断路器之后停止高压逆变器的方式，但在该方法中，在需要交流电流和直流电流的独立控制的DSMMC方式中不能进行无冲击的切换。另外，在DSMMC方式的情况下，在上述方式中，在逆变器停止时单位变换器的电容器电压变得不一致，因此无法从商用电源向高压逆变器恢复。

以下，示出在图18中应用于使用了现有技术的带励磁绕组的同步电机的情况。但是，在上述专利文献5和上述专利文献6中没有涉及发电电动机的种类(感应机、永磁同步电机、带励磁绕组的同步电机)，因此，在此设想在利用了已有的同步电机的发电系统中追加频率变换器而实现可变速化的情况，在断路器的两端已经具备同步检定器，另外，假定应用了公知技术的励磁控制。

在可变频率电源中设置有断路器CB1，在旁路电路中设置有断路器CB2，开闭断路器来在旁路运转和变换器运转之间双向地进行切换。

图19表示切换时的运转时序。

根据从旁路运转向变换器运转的切换指令，如果在时刻t1使旁路断路器CB2开路，则在时刻t2成为非同步状态，在时刻t3使断路器CB1闭路，在时刻t4成为GDB状态，开始变换器运转。从时刻t1到时刻t4成为无通电期间。

根据从变换器运转向旁路运转的切换指令，在时刻t5将变换器控制从通常的运转控制切换为旁路准备模式，在电动运转时整定为考虑了切换时的减速的速度(同步速度以上)，在发电运转时整定为考虑了加速的速度(同步速度以下)。如果转速达到整定值，则在时刻t6使断路器CB1开路，如果在无约束下达到同步速度的时刻t7进行同步检测，则在时刻t8使变换器运转停止，在时刻t9开始旁路运转。

在以上的运转时序中，在上述的专利文献5和专利文献6中没有公开在旁路运转和变换器运转的切换中必然产生的课题和解决方案。

第一课题在于，若在切换期间中产生的发电电动机的无流通期间长，则在发电运转时原动机以无约束状态被加速，或者在电动运转时被减速，因此在流通再次开始时，在交流系统或者频率变换器中成为异相接入。

另一方面，若发电电动机的无流通期间短，则由于负载切断时的电压振幅骤变之后的再接入会突发短路。均存在产生由过电流引起的系统波动、由过渡转矩引起的机械冲击的课题。该课题如专利文献6所启示那样，在轻负载下的切换中可视为“课题的影响轻微”，但随着负载变大而无法忽视。

第二课题是在承担风力发电用途、供需调整功能的一般水力发电设备的情况下，必然成为频繁地切换旁路运转和变换器运转的运用，但在将断路器应用于旁路开关时，存在断路器更换周期变短的课题。

第三课题是在将已有的水力发电设备或抽水发电设备改造为FPC方式的情况下所产生的励磁控制切换的课题。过半的已有发电电动机是带励磁绕组的同步电机，但目前对励磁装置进行电压(AVR)控制。从励磁绕组观察的励磁装置是电压源特性。在一方的变换器运转时，从电枢绕组观察的频率变换器是电流源特性，必然希望从励磁绕组侧观察的励磁装置也是电流源而接近永磁铁特性。因此，优选对励磁控制的小环路施加励磁电流控制(ACR)。为了避免切换，或者也有在旁路运转中也施加励磁电流控制的方法。无论在哪种情况下，在变换器运转时都优选从电压控制向功率因数1控制的切换。另外，为了解决上述第一课题，也需要某种控制切换。

本发明的目的在于解决上述课题，提供一种使用了带励磁绕组的同步电机的可变速发电电动装置。

用于解决课题的手段

图20示出表示解决方案的电路结构。

第一方案通过在可变速频率电源的交流端子设置限流元件ACL1，在直流电压源的交流端子设置限流元件ACL2来抑制换流电流。

作为直流电压源，能够应用图11A的1002所示的2电平变换器、图8的801所示的3电平变换器、图9的901所示的5电平变换器。任意的变换器都需要图10的1001、图8的802、图9的902作为高次谐波滤波器，这些器件中包含的电感作为限流元件ACL2发挥作用。

在图17A、图17B、图17C所示的MMC变换器中，DIMMC变换器和ZCMMC变换器没有相当于ACL2的限流元件。原本这2种MMC变换器从交流端子流过直流电流部分IDC，因此不能应用于旁路运转。在DSMMC变换器的情况下，内置的循环电流抑制用电抗器Xd成为相当于ACL2的限流元件，因此不需要追加设备。

根据以上内容，作为本发明的直流电压源，能够应用VSC变换器中的2电平变换器、3电平变换器、5电平变换器或者DSMMC变换器。

另一方面，在应用2电平变换器、3电平变换器、5电平变换器作为可变速频率电源的情况下，作为限流元件ACL1，需要将限流电抗器或升压用变压器追加到交流端子侧。DIMMC变换器和ZCMMC变换器由于与直流电压源相同的理由而不能应用。在DSMMC变换器的情况下，内置的循环电流抑制用电抗器Xd成为相当于ACL1的限流元件，因此不需要追加设备。

第二方案中，在相比于设置在可变频率电源与带励磁绕组的同步电机的3相端子之间的旁路开路的分支点更靠近同步电机的3相端子侧设置仪表用变流器，并设置在换流期间中也将带励磁绕组的同步电机电流调整为恒定的单元。由此，实现换流电流的稳定的调整。

第三方案中，作为带励磁绕组的同步电机的励磁控制，除了旁路运转中的电压控制(AVR)之外，还设置励磁电流控制ACR，通过在变换器运转和换流期间中切换为励磁电流控制(ACR)，实现稳定的带励磁绕组的同步电机的运转。

图21A和图21B表示通过以上的结构实现的运转切换时的换流模式。

从旁路运转向变换器运转的切换，通过在可变频率电源的运转开始(GDB)开始换流期间，将切换时的发电机电流IG保持为电流指令IG0，从而使换流电流IT接近IG，在将负载开闭器LS的电流缩小为大致0的基础上使负载开闭器LS开路，开始变换器运转。由此，也可以不在旁路回路的开闭中使用断路器。

从变换器运转向旁路运转的切换，使负载开闭器LS闭路来确保换流电流IT的流通路径，将变换器电流指令IC*变为零，缩小电流而使变换器停止(GB)，开始旁路运转。由此，在换流期间中也能够将同步电机的电流保持为恒定。

通过以上的装置结构和运转时序，能够实现期望的目的。

发明效果

根据本发明，在以利用了交流系统的恒定频率运转为前提设置的、使用了带励磁绕组的同步电机的发电装置或发电电动装置中，追加使用了旁路切换开关和VSC变换器的频率变换装置、控制切换装置，兼顾高负载区域中的旁路运转中的电气设备侧效率的最大化、轻负载区域的频率运转中的机械侧效率的最大化。另外，通过在两种运转模式的切换时设置换流期间来确保发电电动机的电流连续性，提高可用性，通过减轻伴随切换的对设备的寿命负担，能够实现长寿命、高可靠性。

附图说明

图1是表示本发明的第一实施方式的电路图。

图2A是表示本发明的实施方式的臂变换器的电路图。

图2B是表示本发明的实施方式的臂变换器的电路图。

图3是表示本发明的实施方式的单位变换器的电路图。

图4是表示本发明的第一实施方式的变换器控制装置的框图。

图5是表示本发明的实施方式的可变速控制装置的框图。

图6是表示本发明的第一实施方式的运转时序。

图7是表示本发明的第一其他实施方式的电路图。

图8是表示本发明的第一其他实施方式的VSC变换器的电路图。

图9是表示本发明的第一其他实施方式的VSC变换器的电路图。

图10是表示本发明的第二实施方式的电路图。

图11A是表示本发明的第二实施方式的VSC变换器的电路图。

图11B是表示本发明的第二实施方式的VSC变换器的电路图。

图12是表示本发明的第二实施方式的变换器控制装置的框图。

图13是表示本发明的第二实施方式的可变速控制装置的框图。

图14是表示本发明的第二实施方式的运转时序。

图15是表示本发明的第三实施方式的变换器控制装置的框图。

图16是构成MMC变换器的臂变换器的电路图。

图17A是连接了MMC变换器与发电电动机的可变速发电电动装置的电路图。

图17B是连接了MMC变换器与发电电动机的可变速发电电动装置的电路图。

图17C是连接了MMC变换器与发电电动机的可变速发电电动装置的电路图。

图18是使用了现有技术的可变速发电电动装置的电路图。

图19是使用了现有技术的可变速发电电动装置的运转时序。

图20是表示本发明的目标实现手段的电路图。

图21A是表示使用了本发明的可变速发电电动装置的换流状态的电路图。

图21B是表示使用了本发明的可变速发电电动装置的换流状态的电路图。

具体实施方式

以下，基于附图对本发明的可变速发电电动装置的实施例进行详细说明。此外，本发明并不限定于该实施例。

(第一实施方式)

图1是表示本发明的第一实施方式的电路图。

经由系统断路器102将主变压器103的3相端子(At、Bt、Ct)与交流系统101连接，并将其他3相端子(Ut、Vt、Wt)与直流电源装置104A的3相端子(U、V、W)连接。直流电源装置104A的第一端子(P)和第二端子(N)与直流电源装置104B的第一端子(P)、第二端子(N)进行背后连接。

在直流电源装置104B中设置6台具备2端子(a、b)的臂变换器(105UP、105VP、105WP、105UN、105VN、105WN)，将3台臂变换器(105UP、105VP、105WP)的b端子与直流电源装置104B的第一端子(P)进行星型连接，将剩下的3台臂变换器(105UN、105VN、105WN)的a端子与直流电源装置104B的第二端子(N)进行星型连接。将臂变换器(105UP)的a端子与臂变换器(105UN)的b端子连接，从该连接线分支，经由负载开闭器(LS1)106与带励磁绕组的同步电机107的R端子连接。将臂变换器(105VP)的a端子与臂变换器(105VN)的b端子连接，从连接线分支，经由负载开闭器(LS1)106与带励磁绕组的同步电机107的S端子连接。将臂变换器(105WP)的a端子与臂变换器(105WN)的b端子连接，从连接线分支，经由负载开闭器(LS1)106与带励磁绕组的同步电机107的T端子连接。

直流电源装置104A对具备2个端子(a、b)的6台臂变换器105X进行格里茨接线(Graetz connection)。

在带励磁绕组的同步电机107的3相端子(R、S、T)与负载开闭器(LS1)的连接线上设置分支点，该分支点与主变压器103的3相端子(Ut、Vt、Wt)之间经由旁路开关用负载开闭器(LS2)114、过电流保护用断路器(CB2)115而连接。在上述分支点和带励磁绕组的同步电机107的3相端子(R、S、T)之间设置仪表用变流器122。过电流保护用断路器(CB2)115通过用仪表用变流器122检测的带励磁绕组的同步电机107的过电流保护动作进行开路。其他开闭由旁路开关用负载开闭器(LS2)114进行。

主变压器103的3相端子(Ut、Vt、Wt)与励磁用变换器110的交流端子之间经由励磁用断路器108、励磁用变压器109而连接，励磁用变换器110的直流端子与带励磁绕组的同步电机107的励磁绕组端子(F1、F2)之间经由励磁用断路器(CBE3)111而连接。励磁绕组端子(F1、F2)与限流电阻器112之间经由励磁用断路器(CBE2)113而连接。

交流系统101与直流电源装置104A的3相端子(U、V、W)之间经由初充电用变压器116、初充电用断路器(CBS1)117、限流电阻器118、初充电用断路器(CBS3)120而连接。并联连接限流电阻器118与初充电用断路器(CBS2)119。

121是可变速控制装置，将上述仪表用变流器122和测量带励磁绕组的同步电机107的3相端子(R、S、T)的线间电压的仪表用变压器123与矢量运算装置124连接。矢量运算装置124将带励磁绕组的同步电机107的电压VG、有效功率P、无效功率Q输出到可变速控制装置121。在此，带励磁绕组的同步电机107的电压、电流为可变频率。在专利文献7中公开了可变频率的矢量运算方法。

125是同步检定器，输入来自在旁路开关用负载开闭器(LS2)114的主变压器103侧的端子间设置的仪表用变压器126B和来自在旁路开关用断路器114的带励磁绕组的同步电机107侧的端子间设置的仪表用变压器126A的电压，将电压上升指令90R和下降指令90L、频率上升指令15R和下降指令15L输出到可变速控制装置121。127是仪表用变流器，将带励磁绕组的同步电机107的励磁电流输出到可变速控制装置121。

128是变换器控制装置，输入测量6台臂变换器的输出电流的直流电流互感器129所测量出的3相交流电流(IUN、IVN、IWN、IUP、IVP、IWP)、来自相位检测器130的电角显示的旋转相位θ、来自矢量运算装置124的有效功率测量信号P并进行控制运算，向3台臂变换器(105UP、105VP、105WP)输出栅极信号(GateP*)，向剩余的3台臂变换器(105UN、105VN、105WN)输出栅极信号(GateN*)。

图2A和图2B是表示第一实施方式的臂变换器105X、105UP、105VP、105WP、105UN、105VN、105WN的电路图。串联连接具备2端子(x，y)的k台(k是自然数)单位变换器201，进而与限流电抗器202串联连接。限流电抗器既可以如105A所示那样设置于臂变换器的端子a，也可以如105B所示那样设置于臂变换器的端子b，也可以任意地组合。

图3是表示第一实施方式的单位变换器201的电路图。单位变换器201将构成双向斩波电路的开关元件301和开关元件302与作为电压源特性的能量积蓄元件的电容器303连接，通过经由光电变换元件305、串行并行变换电路306从与变换器控制装置128连接的光通信缆线304输入到栅极驱动器307的对开关元件301和302的栅极信号来进行PWM控制，在0和电容器电压VC之间调整2端子(x、y)间的平均电压。另一方面，电容器电压VC经由模拟数字变换器309和并行串行变换器310、电光变换元件311，通过光信号缆线304将直流电流互感器308的模拟信号输出返回至变换器控制装置128。根据该结构，流过开关元件的电流仅限于301或302中的任意1个元件，因此能够将损耗抑制为最小。

以上，在图1、图2A、图2B、图3的实施方式中，对运转开始时的时序进行说明。

在运转开始前，使系统断路器102为开路，直流电源装置104A的电容器303为放电完毕，带励磁绕组的同步电机107为停止状态。

首先，使初充电用断路器(CBS3)120闭路，接着使初充电用断路器(CBS1)117闭路，通过限流电阻器118的电阻值抑制电流，如果经由构成开关元件302的二极管开始直流电源装置104A的电容器303的充电，随着电容器的电压VC的上升而衰减的初充电用断路器(CBS1)117的电流达到期望的值，则使初充电用断路器(CBS2)119闭路来加速充电。由此，电容器303的电压VC上升至相当于直流电压指令VDC*的约1/2k。其中，k是单位变换器201的串联数k。接着，使臂变换器105的栅极指令GateP*和GateN*开始动作，使开关元件301和302以斩波模式将电容器303升压到期望的值。在升压结束后，使初充电用断路器(CBS3)120开路来结束初充电操作。

但是，在通常停止时不对直流电源装置104A的电容器303进行放电。因此，例外地，在长期停止之后电容器303立即自然放电的情况下，除了在维护检查时刚刚放电之后，不需要上述的初充电操作。

接着，使系统断路器(CB1)102闭路来对主变压器进行充电，成为运转待机状态。

以下，根据专利文献4对可变速发电电动装置的电动机模式启动方法进行概略说明。

旁路开关用负载开闭器(LS2)114保持开路，过电流保护用断路器(CB2)115保持闭路状态。

使励磁绕组断路器(CBE2)113闭路，使励磁绕组断路器(CBE3)111成为开路状态。如果用以上方式启动直流电源装置104B，则带励磁绕组的同步电机107在基于阻尼绕组的感应机模式下启动。在启动后，暂时停止针对直流电源装置104B的栅极阻止指令GB*，使励磁绕组断路器(CBE3)111闭路来与励磁用变换器110连接。接着，使励磁绕组断路器(CBE2)113开路，切断限流电阻器112。再次启动直流电源装置104B，将带励磁绕组的同步电机107作为同步电机进行加速控制。当转速进入可变速运转范围时，从加速控制切换为通常的可变速电动机模式的运转。

可变速发电电动装置的发电机模式启动方法也可以通过与电动机模式相同的方法来启动。但是，只要没有特别的理由，通常是用原动机加速到可变速运转范围或同步速度的方法。

图4是表示第一实施方式的变换器控制装置128的控制框图。

401是速度运算器，根据来自旋转相位检测器130的旋转相位信号θ的当前值和上次周期中来自相同相位的信号的采样数Np来运算旋转速度ω。在此，如果将采样周期设为Δt，则ω＝2×π/(Np×Δt)的关系成立。

402A是移动平均运算器，对3相交流电流(IUP、IVP、IWP)的合计进行Np次移动平均来运算直流电流IDCP。402B是移动平均运算器，对3相交流电流(IUN、IVN、IWN)的合计进行Np次移动平均来运算直流电流IDCN。

403A是d-q变换器，进行数式1的运算。403B是d-q变换器，进行数式2的运算。其中，在此将相序设为UVW。

[数式1]

[数式2]

404A和404B是交流电流调整器，以使对指令值ID*、IQ*进行2等分并反转极性而得的指令值与测量运算值IDN、IQN一致的方式进行控制运算，以使对指令值ID*、IQ*进行2等分而得的指令值与测量运算值IDP、IQP一致。

405A是直流电流调整器，进行控制运算，以使根据输出指令P*和直流电源的输出电压VDC*的除法求出的直流电流指令IDC*与测量运算值IDCP一致。405B是直流电流调整器，进行控制运算，以使上述直流电流指令IDC*与测量运算值IDCN一致。

406A和406B是逆d-q变换运算器，运算数式3。

[数式3]

407A是针对臂105UP、105VP、105WP的直流电压指令校正运算器，407B是针对臂105UN、105VN、105WN的直流电压指令校正运算器，输出针对各臂的输出电压指令VUP*、VVP*、VWP*、VUN*、VVN*、VWN*。

根据以上内容，在将带励磁绕组的同步电机107的3相端子(R、S、T)的相电压设为(VR*、VS*、VT*)时，针对臂变换器105UP和臂变换器105UN的输出电压指令为

VRP*＝+VR*+(1/2)×VDC

VRN*＝-VR*+(1/2)×VDC。

根据这些输出电压指令和单位变换器201的电容器电压VC，由PWM运算器408A和408B输出栅极指令GateP*和GateN*。

409A是指令切换器，在2值选择指令值SWa为n状态时选择输出电流运算值ID，在指令值为t状态时选择输出前次值输出器410A。由此，在指令值SWa为t状态时，保持输出指令值SWa从n状态切换为t状态时的电流运算值ID。指令切换器411A在2值选择指令值SWb为a状态时选择输出电流指令ID*，在s状态时选择输出前次值输出器410A。

409B是指令切换器，在2值选择指令值SWa为n状态时选择输出电流运算值IQ，在指令值为t状态时选择输出前次值输出器410B。由此，在指令值SWa为t状态时，保持输出指令值SWa从n状态切换为t状态时的电流运算值IQ。指令切换器411B在2值选择指令值SWb为a状态时选择输出电流指令IQ*，在s状态时选择输出前次值输出器410B。

409C是指令切换器，在2值选择指令值SWa为n状态时选择输出有效功率值P，在指令值SWa为t状态时选择输出前次值输出器410C。由此，在指令值为t状态时，保持输出指令值SWa从n状态切换为t状态时的有效功率值P。指令切换器411C在2值选择指令值SWb为a状态时选择输出有效功率指令P*，在s状态时选择输出前次值输出器410C。

除法器412根据直流电压指令VDC*和指令切换器411C的输出，输出直流电流指令IDC*。413是指令切换器，在指令值SWc为n状态时输出IDC*，在t状态时输出0。

栅极指令GateP*和GateN*通过非电路414和栅极输出阻止电路415A、415B，在栅极阻止信号GB*为1时被强制停止。由此，直流电源装置的开关元件301、302全部被消弧。

416是变换器控制切换器，根据期望的运转模式分别对指令值SWa、指令值SWb、指令值SWc进行2值选择输出。

图5是表示第一实施方式的可变速控制装置121的控制框图。

501是电压指令发生器，输入来自同步检定器125的电压上升90R、电压下降90L指令，将对前次值输出器513A所输出的值进行累计而得的结果作为电压指令VG*而输出。电压指令VG*以恒定增益(KQ)502A变换为无效功率指令Q*。无效功率调整器504输入无效功率指令Q*和来自矢量运算装置124的无效功率Q的比较结果，并将电流指令IQ*输出至指令切换器503C。

发电机电压调整器505输入电压指令VG*和来自矢量运算装置124的发电机电压VG的比较结果并输出到指令切换器503A。

励磁电流调整器506输入励磁电流指令IF*和来自仪表用变流器127的励磁电流IF的比较结果并输出到指令切换器503A。

在此，励磁电流调整器506通过相当于比例增益(KCP)的恒定增益514A、相当于积分增益(KCI)的恒定增益514B、前次值输出器513C和加法器514C进行恒定增益514B的输出的累计相加，作为比例积分控制运算结果而输出。

指令切换器503A在指令值SW3为s状态时，选择发电机电压调整器505的输出，在指令值SW3为a状态时，选择励磁电流调整器506的输出，作为励磁电压指令VF*输出到励磁用变换器110。

507是速度运算器，根据旋转相位检测器130的输出θ计算旋转速度N。

508是速度指令发生器，输入来自同步检定器125的频率上升15R、频率下降15L指令，将由前次值输出器513D累计的结果作为速度指令N*而输出。

速度指令N*与旋转速度N之差ΔN以恒定增益(KP)502C变换为有效功率校正指令PADD*。将该有效功率校正指令PADD*与有效功率指令P*相加，并与来自矢量运算装置124的有效功率P进行比较结果输入，利用有效功率调整器509进行调整，将电流指令ID*输出到变换器控制装置128。

510是直流电压指令发生器，根据有效功率指令P*计算直流电压指令VDC*，并输出到变换器控制装置128。

503B是指令切换器，在指令值SW4为s状态时，输出恒定增益(KQ)502A的输出，在a状态时输出0。

503C是指令切换器，在指令值SW5为n状态时输出电流指令IQ*，在t状态时输出0。

503D是指令切换器，在指令值SW4为s状态时输出上述ΔN，在a状态时输出0。

503E是指令切换器，在指令值SW5为n状态时输出电流指令ID*，在t状态时输出0。

503F是指令切换器，在指令值SW1为t状态时选择输出前次值输出器513B的输出，在n状态时选择输出来自仪表用变流器127的励磁电流IF，并输入到前次值输出器513B。

503G是指令切换器，在指令值SW2为n状态时选择输出励磁电流指令IF*，在t状态时选择输出前次值输出器513B的输出。

上升检测器511仅在检测出指令值SW3从s状态向a状态的变化的运算时将针对指令切换器503H的指令设为t状态，在接下来的运算时返回到n状态。在检测出指令值SW3从a状态向s状态的变化的运算时，将针对指令切换器503H的指令保持为n状态，在指令值SW3没有变化时也将针对503H的指令保持为n状态。

503H是指令切换器，在来自上升检测器511的指令值为n状态时，重置相当于积分运算结果的加法器输出，在为t状态时，重置积分运算结果，从而切换为来自发电机电压调整器505的输出。

512是可变速控制切换器，根据期望的运转模式，分别对指令值SW1、指令值SW2、指令值SW3、指令值SW4、指令值SW5进行2值选择输出。另外，将栅极阻止信号GB*输出到变换器控制装置128。

图6是表示本发明的第一实施方式的运转时序。

以下，示出从旁路运转向变换器运转的切换方法。

首先，从图6的上段开始依次说明旁路运转时的状态。

指令值SW1为n状态，前次值输出器513B继续进行励磁电流IF的更新，准备向变换器运转的切换。指令值SW2为n状态，通过指令切换器503G继续进行励磁电流指令IF*的更新，准备向变换器运转的切换。SW3为s状态，指令切换器503A选择来自发电机电压调整器505的输出并输出到电压指令VF*，由发电机电压调整器505进行电压控制。SW4为a状态，指令切换器503B选择输出无效功率指令Q*＝0(功率因数＝1指令)。指令切换器503D选择输出速度偏差ΔN＝0。

根据本实施方式，由于将即将从旁路运转向变换器运转的切换之前的状态保持为初始状态，因此具有实现稳定的运转模式切换的效果。以上是可变速控制装置121的状态。

指令值SWa为n状态，前次值输出器410A继续进行变换器电流ID的更新，前次值输出器410B继续进行变换器电流IQ的更新，前次值输出器410C继续进行有效功率P的更新，准备向变换器运转的切换。指令值SWb为s状态，指令切换器411A继续进行变换器电流ID的更新，指令切换器411B继续进行变换器电流IQ的更新，指令切换器411C继续进行有效功率P的更新，准备向变换器运转的切换。指令值SWc为n状态，指令切换器413继续进行根据有效功率P和直流电压指令VDC*运算出的直流电流指令IDC*的更新。以上是变换器控制装置128的状态。

针对直流电源装置104B的栅极指令GateP*和GateN*的栅极阻止指令GB*为电平1，是栅极停止状态(以下，称为“GB状态”。)。由于在初充电时通过斩波动作使电容器303升压，所以不会经由开关元件302的二极管而使直流电源装置104B流通。

旁路开关用负载开闭器(LS2)114处于闭路状态。没有来自同步检定器125的输出(90R/90L、15R/15L)。以上是旁路运转状态。

当在时刻t1将向变换器运转的切换指令输入到可变速控制装置121时，指令值SW1变为t状态，前次值保持器513B保持SW1状态变化时间点的励磁电流IF。

在时刻t1的采样周期Δt后的时刻t2，SW2变为t状态，指令切换器503G保持时刻t1时的励磁电流IF值。另外，SW3变为a状态，励磁电压指令VF*切换为励磁电流调整器506输出。在SW3变为a状态的时刻，通过指示切换器503H的单步动作，励磁电流调整器506的积分器输出被置换为励磁电压指令值VF*的即将变化之前的值。

根据本实施方式，由于确保励磁电压指令VF*的连续性，所以具有实现稳定的运转模式切换的效果。

时刻t3可以与时刻t2同时，但大多数情况下，发生从可变速控制装置121向变换器控制装置128的传送延迟。如果能够将传送延迟设定得比过渡现象短，则视为时刻t3与时刻t2同时。当在时刻t3指令值SWa变为状态t时，前次值保持器410A保持指令值SWa状态变化时间点的电流ID，前次值保持器410B保持指令值SWa状态变化时间点的电流IQ，前次值保持器410C保持指令值SWa状态变化时间点的有效功率P。

在时刻t3的采样周期Δt后的时刻t4，将栅极阻止指令GB*变为电平0，栅极指令GateP*和GateN*成为栅极输出状态(以下，称为“GDB状态”。)，直流电源装置104B开始动作。

在时刻t4，旁路运转期间结束，开始从旁路运转向变换器运转的换流期间。

时刻t5由从时刻t4的延迟设定值决定。该值是对变换器控制系统的上升响应时间取余量而设定的。在交流系统101的频率的基础上，数个循环期间成为设定值的基准。如果在时刻t5指令值SWb变为a状态，则指令切换器411A切换为来自可变速控制装置121的电流指令ID*，指令切换器411B切换为电流指令IQ*，指令切换器411C切换为有效功率指令P*。以上，变换器控制装置128的向变换器运转模式的切换结束。在时刻t5，将SW1切换为n状态，将SWa切换为n状态，准备向旁路运转的切换。

当在时刻t6指令值SW2从t状态变为n状态时，指令切换器503G切换为励磁电流指令IF*。

时刻t6由从时刻t5的延迟设定值决定。该值是对可变速控制系统的切换响应时间取余量而设定的。但是，对于电流指令ID*和IQ*的响应时间比对于IF*指令的响应快，因此未必需要等待响应时间。接下来的时刻t7和时刻t6即使顺序相反也没有障碍。

时刻t7以从旁路开关用负载开闭器LS2向直流电源装置104B的换流期间为基准进行设定。由于换流期间能够调整得远小于带励磁绕组的同步电机107的输出变化时间，所以旁路开关用负载开闭器LS2的电流被高速地缩小到零。如果在时刻t7使旁路开关用负载开闭器LS2开路，则换流期间结束，开始变换器运转期间。

在时刻t8，向同步检定器125输入的电压成为非同步状态，但此时通过解除同步检定功能，输出(90R/90L、15R/15L)不会对可变速控制装置121和变换器控制装置128造成影响。

以下，表示从变换器运转向旁路运转的切换方法。

如果在时刻t9将向旁路运转的切换指令输入到可变速控制装置121，则指令值SW4变为s状态，指令切换器503B切换为恒定增益502A的输出，成为电压指令VG*的KQ倍。由此，开始基于来自同步检定器125的电压上升90R和电压下降90L指令的发电机电压调整。指令切换器503D切换为根据旋转速度指令N*和旋转速度N的偏差ΔN而时刻变化的值，开始基于来自同步检定器125的频率上升15R和频率下降15L指令的发电机旋转速度调整。

在时刻t10，同步检定器125检测同步。时刻t10是从在时刻t9开始的同步调整到同步检定器125检测到同步为止的时间，严格地受到发电时的原动机转矩变动、电动时的负载转矩变动的影响，但由可变速控制系统的响应时间决定。

在时刻t11使旁路开关用负载开闭器LS2闭路。时刻t11由从时刻t10起1采样周期Δt后输出接入(switch-on)指令开始到实际闭路为止的时间决定。

在时刻t11，变换器运转期间结束，开始从变换器运转向旁路运转的换流期间。

在时刻t12，将指令SWc切换为t状态，通过指令切换器413使直流电流指令IDC*为零。另外，将指令SW5切换为t状态，通过指令切换器503C将电流指令IQ*切换为零，通过指令切换器503E将电流指令ID*切换为零，将直流电源装置104B的电流缩小为零。

根据本实施方式，在GB状态之前将电流指令切换为零，通过电流控制系统的响应缩小电流，因此具有实现稳定的运转模式切换的效果。

在时刻t13，将栅极阻止指令GB*变为电平1，栅极指令GateP*和GateN*成为GB状态，直流电源装置104B停止。

时刻t13由从时刻t12的延迟设定值决定。该值是对变换器控制系统的上升响应时间取余量而设定的。在交流系统101的频率基础上，数个循环期间成为设定值的基准。

如果在时刻t13直流电源装置104B停止，则换流期间结束，开始旁路运转期间。

在时刻t14，将指令SW3切换为s状态，将励磁电压指令VF*从励磁电流调整器506切换为发电机电压调整器505，并切换为通常的同步电机控制状态。在时刻t14，将SW4切换为a状态，将SW5、SWc切换为n状态，将SWb切换为s状态，准备向变换器运转的切换。通过以上方式，返回到时刻t1以前的状态。

时刻t14由从时刻t13的延迟设定值决定。该设定值严格地受到发电时的原动机转矩变动、电动时的负载转矩变动的影响，但也可以由发电机电压调整器505的响应时间决定。

图7是表示本发明的第一其他实施方式的电路图。与之前的图1相同的附图标记表示相同的内容，因此为了避免重复而省略说明。

将直流电源装置704的3相端子(U、V、W)与主变压器103的3相端子(Ut、Vt、Wt)连接。直流电源装置704的第一端子(P)和第二端子(N)与直流电源装置104B的第一端子(P)、第一端子(N)进行背后连接。

图8是表示本发明的第一其他实施方式的直流电源装置704的电路图。

801是3电平VSC变换电路，802是高次谐波滤波器。高次谐波滤波器

802兼具变换器运转与旁路运转的换流期间中的电流抑制效果。

图9是表示本发明的第一其他实施方式的直流电源装置704的电路图。

901是非专利文献1所公开的5电平VSC变换电路，902是高次谐波滤波器。高次谐波滤波器902兼具变换器运转与旁路运转的换流期间中的电流抑制效果。

以上，根据图8和图9的实施方式，能够省略初充电用变压器116、初充电用断路器117、119、120、限流电阻器118这样的初充电用设备。

(第二实施方式)

图10是表示本发明的第二实施方式的电路图。由于与之前的图1相同的附图标记是相同的内容，因此为了避免重复而省略说明。

经由高次谐波滤波器1001连接主变压器103的3相端子(Ut、Vt、Wt)和直流电源装置1002的3相端子(U、V、W)。在该上述连接线中，高次谐波滤波器包含作为串联的限流元件的电抗器。直流电源装置1002的第一端子(P)与直流电源装置1003A的第一端子(P)、直流电源装置1003B的第一端子(P)进行星型连接，直流电源装置1002A的第二端子(N)与直流电源装置1003A的第二端子(N)、直流电源装置1003B的第二端子(N)进行星型连接。将直流电源装置1003A的3相端子(U、V、W)、直流电源装置1003A的3相端子(U、V、W)、以及负载开闭器(LS1)106的第一3相端子按各相进行星型连接。在该星型连接点与直流电源装置1003A的3相端子(U、V、W)之间设置限流电抗器1004A和恒定直流电流互感器1005A。另外，在该星型连接点与直流电源装置1003B的3相端子(U、V、W)之间设置限流电抗器1004B和直流电流互感器1005B。

连接负载开闭器(LS1)106的第二3相端子和带励磁绕组的同步电机107的3相端子(R、S、T)，在连接线上设置分支点。在该分支点与3相端子(R、S、T)之间设置仪表用变流器122。

另外，经由旁路开关用负载开闭器(LS2)114、过电流保护用断路器(CB2)115连接该分支点与主变压器103的3相端子(Ut、Vt、Wt)之间。

1006是可变速控制装置，将上述仪表用变流器122和测量带励磁绕组的同步电机107的3相端子(R、S、T)的线间电压的仪表用变压器123连接到矢量运算装置124。

125是同步检定器，输入来自在旁路开关用负载开闭器(LS2)114的主变压器103侧的端子间设置的仪表用变压器126B和来自在过电流保护用断路器(CB2)115的带励磁绕组的同步电机107侧的端子间设置的仪表用变压器126A的电压，将电压上升指令90R和下降指令90L、频率上升指令15R和下降指令15L输出到可变速控制装置1006。127是仪表用变流器，将带励磁绕组的同步电机107的励磁电流输出到可变速控制装置1006。

1007是变换器控制装置，输入来自直流电流互感器1005A的3个信号(IU1、IV1、IW1)和来自1005B的3个信号(IU2、IV2、IW2)、来自相位检测器130的电角显示的旋转相位信号θ、来自矢量运算装置的有效功率测量信号P，并进行控制运算，向直流电源装置1003A输出栅极信号(Gate1*)，向直流电源装置1003B输出栅极信号(Gate2*)。

图11A和图11B是表示第二实施方式的直流电源装置1002和直流电源装置1003的电路图。其中，直流电源装置1003代表相同电路结构的直流电源装置1003A和1003B。直流电源装置1002是对自消弧型开关元件1101进行格里茨接线而得的2电平PWM变换器电路，在第一端子(P)与第二端子(N)之间连接直流电容器1102。直流电源装置1003与1002同样是利用了自消弧型开关元件1103的2电平PWM变换器电路。

图12是表示第二实施方式的变换器控制装置1007的控制框图。

1203A是d-q变换器进行数式4的运算，d-q变换器1203B进行数式5的运算。其中，此处将相序设为UVW。

[数式4]

[数式5]

1204A和1204C是交流电流调整器，以使分别对指令值ID*、IQ*进行2等分而得的指令值与测量运算值ID1、IQ1一致的方式进行控制运算，1204B和1204D以使分别对指令值ID*、IQ*进行2等分而得的指令值与ID2、IQ2一致的方式进行控制运算。

1206A和1206B是逆d-q变换运算器，运算数式6。

[数式6]

根据逆d-q变换运算器1206A的输出VU1*、VV1*、VW1*，由PWM运算器1208A向直流电源装置1003A输出栅极指令Gate1*。

根据逆d-q变换运算器1206B的输出VU2*、VV2*、VW2*，由PWM运算器1208B向直流电源装置1003B输出栅极指令Gate2*。

1209A是指令切换器，在2值选择指令值SWa为n状态时选择输出电流运算值ID，在指令值为t状态时选择输出前次值输出器1210A。由此，在指令值SWa为t状态时，保持输出指令值SWa从n状态切换为t状态时的电流运算值ID。指令切换器1211A在2值选择指令值SWb为a状态时选择输出电流指令ID*，在s状态时选择输出前次值输出器1210A。

1209B是指令切换器，在2值选择指令值SWa为n状态时选择输出电流运算值IQ，在指令值为t状态时选择输出前次值输出器1210B。由此，在指令值SWa为t状态时，保持输出指令值SWa从n状态切换为t状态时的电流运算值IQ。指令切换器1211B在2值选择指令值SWb为a状态时选择输出电流指令IQ*，在s状态时选择输出前次值输出器1210B。

栅极指令Gate1*和Gate2*通过非电路1214和栅极输出阻止电路1215A、1215B，在栅极阻止信号GB*为1时被强制停止。由此，直流电源装置1003A和直流电源装置1003B的开关元件1103全部被消弧。

1216是变换器控制切换器，根据期望的运转模式分别对指令值SWa、指令值SWb进行2值选择输出。

图13是表示第二实施方式的可变速控制装置1006的控制框图。

1301是电压指令发生器，输入来自同步检定器125的电压上升90R、电压下降90L指令，将由前次值输出器1313A累计而得的结果作为电压指令VG*而输出。电压指令VG*以恒定增益(KQ)1302A变换为无效功率指令Q*。无效功率调整器1304输入无效功率指令Q*和来自矢量运算装置124的无效功率Q的比较结果，并将电流指令IQ*输出到变换器控制装置1007。

发电机电压调整器1305输入电压指令VG*和来自矢量运算装置124的发电机电压VG的比较结果，并输出到指令切换器1303A。

励磁电流调整器1306输入励磁电流指令IF*和来自仪表用变流器127的励磁电流IF的比较结果，并输出到指令切换器1303A。

在此，励磁电流调整器1306通过相当于比例增益(KCP)的恒定增益1314A、相当于积分增益(KCI)的恒定增益1314B、前次值输出器1313C和加法器1314C进行恒定增益1314B的输出的累计相加，作为比例积分控制运算结果而输出。

指令切换器1303A在指令值SW3为s状态时，选择发电机电压调整器1305的输出，在指令值SW3为a状态时，选择励磁电流调整器1306的输出，作为励磁电压指令VF*输出到励磁用变换器110。

1307是速度运算器，根据旋转相位检测器130的输出θ运算旋转速度N。

1308是速度指令发生器，输入来自同步检定器125的频率上升15R、频率下降15L指令，将由前次值输出器1313D累计而得的结果作为速度指令N*而输出。

速度指令N*与旋转速度N的差ΔN以恒定增益(KP)1302C变换为有效功率校正指令PADD*。将该有效功率校正指令PADD*与有效功率指令P*相加，与来自矢量运算装置124的有效功率P进行比较结果输入，利用有效功率调整器1309进行调整，将电流指令ID*输出到变换器控制装置1007。

1303B是指令切换器，在指令值SW4为s状态时输出恒定增益(KQ)1302A的输出，在a状态时输出0。

1303C是指令切换器，在指令值SW5为n状态时输出电流指令IQ*，在t状态时输出0。

1303D是指令切换器，在指令值SW4为s状态时输出上述ΔN，在a状态时输出0。

1303E是指令切换器，在指令值SW5为n状态时输出电流指令ID*，在t状态时输出0。

1303F是指令切换器，在指令值SW1为t状态时选择输出前次值输出器1313B的输出，在n状态时选择输出来自仪表用变流器127的励磁电流IF，并输入到前次值输出器1313B。

1303G是指令切换器，在指令值SW2为n状态时选择输出励磁电流指令IF*，在t状态时选择输出前次值输出器1313B的输出。

上升检测器1311仅在检测指令值SW3从s状态向a状态的变化的运算时将针对指令切换器1303H的指令设为t状态，在下一次的运算时返回到n状态。在检测指令值SW3从a状态向s状态的变化的运算时，将针对指令切换器1303H的指令保持为n状态，在指令值SW3没有变化时也将针对1303H的指令保持为n状态。

1303H是指令切换器，在来自上升检测器1311的指令值为n状态时，重置相当于积分运算结果的加法器输出，在为t状态时，重置积分运算结果，从而切换为来自发电机电压调整器1305的输出。

1312是可变速控制切换器，根据期望的运转模式，分别对指令值SW1、指令值SW2、指令值SW3、指令值SW4、指令值SW5进行2值选择输出。另外，将栅极阻止信号GB*输出到变换器控制装置1007。

图14是表示本发明的第二实施方式的运转时序。

以下，表示从旁路运转向变换器运转的切换方法。

首先，从图14的上段开始依次说明旁路运转时的状态。

指令值SW1为n状态，前次值输出器1313B继续进行励磁电流IF的更新，准备向变换器运转的切换。指令值SW2为n状态，通过指令切换器1303G继续进行励磁电流指令IF*的更新，准备向变换器运转的切换。SW3为s状态，指令切换器1303A选择来自发电机电压调整器1305的输出，并输出到电压指令VF*，通过发电机电压调整器1305进行电压控制。SW4为a状态，指令切换器1303B选择输出无效功率指令Q*＝0(功率因数＝1指令)，准备变换器运转切换并保持初始状态。指令切换器1303D选择输出速度偏差ΔN＝0，准备向变换器运转的切换并保持初始状态。以上是可变速控制装置1006的状态。

指令值SWa为n状态，前次值输出器1210A继续进行变换器电流ID的更新，前次值输出器1210B继续进行变换器电流IQ的更新，前次值输出器1210C继续进行有效功率P的更新，准备向变换器运转的切换。指令值SWb为s状态，指令切换器1211A继续进行变换器电流ID的更新，指令切换器1211B继续进行变换器电流IQ的更新，准备向变换器运转的切换。以上是变换器控制装置1007的状态。

针对直流电源装置1003A的栅极指令Gate1*和针对直流电源装置1003B的栅极指令Gate2*的，在栅极阻止指令GB*为电平1时为GB状态。

旁路开关用负载开闭器(LS2)114处于闭路状态。没有来自同步检定器125的输出(90R/90L、15R/15L)。以上是旁路运转状态。

当在时刻t1将向变换器运转的切换指令输入到可变速控制装置1006时，指令值SW1变为t状态，前次值保持器1313B保持SW1状态变化时间点的励磁电流IF。

在时刻t1的采样周期Δt后的时刻t2，SW2变为t状态，指令切换器1303G保持时刻t1时的励磁电流IF值。另外，SW3变为a状态，励磁电压指令VF*切换为励磁电流调整器1306输出。在SW3变为a状态的时刻，通过指示切换器1303H的单步动作，励磁电流调整器1306的积分器输出被置换为励磁电压指令值VF*的即将变化前的值。由此，确保励磁电压指令VF*的连续性。

当在时刻t3指令值SWa变为状态t时，前次值保持器1210A保持指令值SWa状态变化时间点的电流ID，前次值保持器1210B保持指令值SWa状态变化时间点的电流IQ。

在时刻t3的采样周期Δt后的时刻t4，将栅极阻止指令GB*变为电平0，栅极指令Gate1*和Gate2*成为GDB状态，直流电源装置1003A和1003B开始动作。

在时刻t4，旁路运转期间结束，开始从旁路运转向变换器运转的换流期间。

当在时刻t5指令值SWb变为a状态时，指令切换器1211A切换为来自可变速控制装置1006的电流指令ID*，指令切换器1211B切换为电流指令IQ*。以上，变换器控制装置1007的向变换器运转模式的切换结束。在时刻t5，将SW1切换为n状态，将SWa切换为n状态，准备向旁路运转的切换。

当在时刻t6指令值SW2从t状态变为n状态时，指令切换器1303G切换为励磁电流指令IF*。

时刻t7以从旁路开关用负载开闭器(LS2)114向直流电源装置1003A和1003B的换流期间为基准进行设定。由于换流期间能够调整得远小于带励磁绕组的同步电机107的输出变化时间，所以旁路开关用负载开闭器LS2(LS2)114的电流被高速地缩小到零。如果在时刻t7使旁路开关用负载开闭器LS2(LS2)114闭路，则换流期间结束，开始变换器运转期间。

在时刻t8向同步检定器125输入的电压成为非同步状态，但此时通过解除同步检定功能，输出(90R/90L、15R/15L)不会对可变速控制装置1006和变换器控制装置1007造成影响。

以下，表示从变换器运转向旁路运转的切换方法。

如果在时刻t9向可变速控制装置1006输入向旁路运转的切换指令，则指令值SW4变为s状态，指令切换器1303B切换为恒定增益1302A的输出，成为电压指令VG*的KQ倍。由此，开始基于来自同步检定器125的电压上升90R及电压下降90L指令的发电机电压调整。指令切换器1303D切换为根据旋转速度指令N*和旋转速度N的偏差ΔN而时刻变化的值，开始基于来自同步检定器125的频率上升15R和频率下降15L指令的发电机旋转速度调整。

在时刻t10，同步检定器125检测到同步。

在时刻t11，使旁路开关用负载开闭器LS2闭路，变换器运转期间结束，开始从变换器运转向旁路运转的换流期间。

在时刻t12，将指令SW5切换为t状态，通过指令切换器1303C将电流指令IQ*切换为零，通过指令切换器1303E将电流指令ID*切换为零，将直流电源装置1003A和1003B的电流缩小为零。

在时刻t13，将栅极阻止指令GB*变为电平1，栅极指令Gate1*和Gate2*成为GB状态，直流电源装置1003A和1003B停止。

如果在时刻t13直流电源装置1003A和1003B停止，则换流期间结束，开始旁路运转期间。

在时刻t14，将指令SW3切换为s状态，将励磁电压指令VF*从励磁电流调整器1306切换为发电机电压调整器1305，切换为通常的同步电机控制状态。在时刻t14，将SW4切换为a状态，将SW5切换为n状态，将SWb切换为s状态，准备向变换器运转的切换。通过以上方式，返回到时刻t1以前的状态。

(第三实施方式)

图15是表示本发明的第三实施方式的变换器控制装置1008的框图。由于与之前的图12相同的附图标记是相同的内容，因此为了避免重复而省略说明。

1501是根平方和运算器，输入电流指令ID*和IQ*，并输出电流指令振幅I*。

1502是电流分配运算器，输入电流指令振幅I*与直流电流装置1003A、1003B的额定电流I0*的电流指令比(I*/I0*)，并输出电流分配率α。电流指令比(I*/I0*)从0开始增加，在达到设定值s1时，将电流分配率α从1切换为0.5。电流指令比(I*/I0*)从1开始减少，在达到设定值s2时，将电流分配率α从0.5切换为1。设定值s1和s2设为s1＜s2＜0.5，并具有滞后特性。

根据本实施方式，通过滞后特性降低电流分配率α切换的频度，具有实现更稳定的运转的效果。

1503是1次延迟电路，根据电流分配率α输出电流分配指令β，通过加法器1504将针对指令切换器1505A的指令设定为β，将针对指令切换器1505B的指令设定为(1-β)。

指令切换器1505A和指令切换器1505B在指令值SWd切换为h状态时，经过加法器1507A和1507B使得向乘法器1508A和乘法器1508C的输入成为β1＝β，向乘法器1508B和乘法器1508D的输入成为β2＝(1-β)。在指令值SWd切换为k状态时，向乘法器1508A和乘法器1508C的输入成为β1＝(1-β)，向乘法器1508B和乘法器1508D的输入成为β2＝β。

通过变换器选择切换器1506将指令值SWd切换为h状态和k状态。通过切换，使直流电源装置1003A和1003B的使用率均衡化。切换时期既可以是直流电源装置的每次启动，也可以是发电电动装置的每次启动。

根据本实施方式，通过变换器选择切换，使并联的直流电源装置的使用率均衡化，由此具有实现寿命更长且维护间隔更长的运转的效果。

在电流分配指令β1为0时，如果将针对栅极阻止电路1509A的指令GDB1*从1切换为0，则停止Gate1*，能够抑制直流电源装置1003A的接通损耗、断开损耗。

在电流分配指令β2为0时，如果将针对栅极阻止电路1509B的指令GDB2*从1切换为0，则停止Gate2*，能够抑制直流电源装置1003B的接通损耗、断开损耗。

附图标记说明

101：交流系统；

102：系统断路器；

103：主变压器；

104A、104B、704、1002、1003、1003A、1003B：直流电源装置；

105、105A、105B、105UP、105VP、105WP、105UN、105VN、105WN、105X：臂变换器；

106：负载开闭器；

107：带励磁绕组的同步电机；

108：励磁用断路器；

109：励磁用变压器；

110：励磁用变换器；

111、113：励磁绕组断路器；

112、118：限流电阻器；

114：旁路开关用负载开闭器；

115：过电流保护用断路器；

116：初充电用变压器；

117、119、120：初充电用断路器；

121、1006：可变速控制装置；

122、127：仪表用变流器；

123、126A、126B：仪表用变压器；

124：矢量运算装置；

125：同步检定器；

128、1007、1008：变换器控制装置；

129、308、1005A、1005B：直流电流互感器；

130：旋转相位检测器；

201：单位变换器；

202、1004A、1004B：限流电抗器；

301、302：开关元件；

303：电容器；

304：光通信缆线；

305：光电变换元件；

306：串行并行变换电路；

307：栅极驱动器；

309：模拟数字变换器；

310：并行串行变换电路；

311：电光变换元件；

401、507、1201、1307：速度运算器；

402A、402B、1202A、1202B：移动平均运算器；

403A、403B、1203A、1203B：d-q变换器；

404A、404B、1204A、1204B、1204C、1204D：交流电流调整器；

405A、405B：直流电流调整器；

406A、406B、1206A、1206B：逆d-q变换器；

407A、407B：直流电压指令校正运算器；

408A、408B、1208A、1208B：PWM运算器；

409A、409B、409C、411A、411B、411C、413、503A、503B、503C、503D、503E、503F、503G、503H、1209A、1209B、1211A、1211B、1303A、1303B、1303C、1303D、1303E、1303F、1303G、1303H、1505A、1505B：指令切换器；

410A、410B、410C、513A、513B、513C、513D、1210A、1210B、1313A、1313B、1313C、1313D：前次值输出器；

412：除法器；

414、1214：非电路；

415A、415B、1215A、1215B、1509A、1509B：栅极输出阻止电路；

416、1216：变换器控制切换器；

501、1301：电压指令发生器；

502A、502B、514A、514B、1302A、1302B、1314A、1314B：恒定增益；

504、1304：无效功率调整器；

505、1305：发电机电压调整器；

506、1306：励磁电流调整器；

508、1308：速度指令发生器；

509、1309：有效功率调整器；

510：直流电压指令发生器；

511、1311：上升检测器；

512、1312：可变速控制切换器；

801：3电平VSC变换电路；

802：高次谐波滤波器；

901：5电平VSC变换电路；

902、1001：高次谐波滤波器；

1501：根平方和运算器；

1502：电流分配运算器；

1503：1次延迟电路；

1504、1507A、1507B：加法器；

1506：变换器选择切换器；

1508A、1508B、1508、1508D：乘法器。