具有延长维持时间的控制电路及其转换系统

技术领域

本发明有关一种具有延长维持时间的控制电路，尤指一种在维持时间内将电压维持大于等于预定电压的具有延长维持时间的控制电路及其转换系统。

背景技术

近年来，由于电子产品越来越普及，且为了稳定供应电子产品运作的电力质量，因此对电源供应装置的供电要求也随着电子产品的普及与其对电力质量的重视而逐渐提升。电源供应装置的安全规范有规定，电源供应装置对电子产品供电的过程中，若发生电源供应装置断电时，电源供应装置仍然必须维持电源供应装置持续输出电源一小段时间。

而为了符合安全规范的要求，常用的做法是加大在电源供应装置输出端的储能电容容量。当储能电容的容量越大时，维持时间可以维持得越久，即可符合安全规范的要求。但是，此种作法会造成因所需求的储能电容容量变大而导致储能电容的体积也随的变大。此外，由于储能电容是直接耦接在电源供应装置输出端的火线端和地线端上，因此储能电容的耐压还必须要大于电源供应装置输出端的输出电压(例如但不限于400V)，以避免储能电容的耐压不足而损坏。但是，提高储能电容的耐压也代表着储能电容的体积也随的变大。

因此，如何设计出一种具有延长维持时间的控制电路及具有延长维持时间的转换系统，除了利用控制电路达到控制储能电容来延长维持时间外，更可利用特殊的结构设计来降低储能电容的耐压，进而降低储能电容的体积以及节省成本，是本发明人需要解决的技术问题。

发明内容

本发明的目的在于解决上述问题，提供一种具有延长维持时间的控制电路及其转换系统。

为达上述目的，本发明的具有延长维持时间的控制电路耦接转换电路的总线路径，控制电路包括：旁路电路，耦接总线路径的火线端。储能电容，包括第一端与第二端，第一端耦接旁路电路，且第二端耦接总线路径的地线端。及辅助电源电路，耦接旁路电路与转换电路。其中，辅助电源电路根据转换电路所提供的工作电压而提供储能电压至储能电容；总线路径的总线电压小于等于储能电压时，储能电压通过旁路电路提供至总线路径，使总线电压在维持时间内大于等于预定电压。

于一实施例中，其中辅助电源电路包括：转换单元，耦接转换电路。稳压电路，耦接转换单元。及充电路径，耦接稳压电路、储能电容及旁路电路。其中，转换单元将工作电压转换为辅助电压，稳压电路根据辅助电压而产生稳压电压；稳压电压导通充电路径，且稳压电压通过充电路径对储能电容充电，使储能电容建立储能电压；总线电压小于等于储能电压时，储能电压通过旁路电路提供至总线路径。

于一实施例中，其中转换单元为感应线圈，感应线圈耦接转换电路的变压器，且将变压器的工作电压利用电磁耦合的方式，转换为辅助电压。

于一实施例中，其中转换单元为切换式电源转换器，切换式电源转换器耦接总线路径，且将总线电压作为工作电压，以将工作电压转换为辅助电压。

于一实施例中，其中转换单元为线性电源转换器，线性电源转换器耦接总线路径，且将总线电压作为工作电压，以将工作电压转换为辅助电压。

于一实施例中，其中转换电路包括交流对直流转换器；转换单元耦接交流对直流转换器，且根据交流对直流转换器的运作而获得工作电压，以将工作电压转换为辅助电压。

于一实施例中，其中转换电路包括直流对直流转换器；转换单元耦接直流对直流转换器，且根据直流对直流转换器的运作而获得工作电压，以将工作电压转换为辅助电压。

于一实施例中，其中旁路电路为第一二极管；总线电压小于等于储能电压时，第一二极管为正偏，且总线电压大于储能电压时，第一二极管为反偏。

于一实施例中，其中旁路电路包括：电压侦测电路，耦接总线路径。控制单元，耦接电压侦测电路。开关单元，耦接总线路径、储能电容及控制单元。其中，电压侦测电路侦测总线电压的电压信号，且控制单元根据电压信号判断是否导通开关单元；当开关单元导通时，储能电压通过开关单元补充总线电压。

于一实施例中，其中辅助电源电路还包括：限流电阻，耦接稳压电路与充电路径。其中，限流电阻限制对储能电容充电的充电电流。

于一实施例中，其中辅助电源电路还包括：晶体管，耦接稳压电路。闸流单元，耦接稳压电路、晶体管。及电流侦测电阻，耦接晶体管、闸流单元。其中，闸流单元根据电流侦测电阻的压降而控制晶体管提供固定电流值的充电电流对储能电容充电。

于一实施例中，其中晶体管、闸流单元及电流侦测电阻所构成的电流调整单元即为充电路径。

于一实施例中，其中充电路径为二极管组件。

于一实施例中，其中储能电压为稳压电压减充电路径的开关导通电压。

于一实施例中，其中辅助电源电路还包括：稳压单元，耦接稳压电路、充电路径及储能电容。其中，稳压单元限制充电路径的闸级电压小于等于额定电压。

于一实施例中，其中储能电容的电容耐压小于总线电压的电压最大值。

于一实施例中，其中辅助电源电路还包括：第二二极管，耦接稳压电路、充电路径。其中，总线电压小于稳压电压时，第二二极管正偏，使得稳压电压释放至总线路径。

为了达到上述目的，本发明另提供一种转换系统，以克服已知技术的问题。因此，本发明的转换系统包括：转换电路，包括：第一级转换单元，将输入电源转换总线电压。及第二级转换单元，通过总线路径耦接第一级转换单元，且将总线电压转换为输出电源。及控制电路，耦接总线路径，且包括：旁路电路，耦接总线路径的火线端。储能电容，包括第一端与一第二端，第一端耦接旁路电路，且第二端耦接总线路径的地线端。及辅助电源电路，耦接旁路电路与转换电路。其中，辅助电源电路根据转换电路所提供的工作电压而提供储能电压至储能电容；总线路径的总线电压小于等于储能电压时，储能电压通过旁路电路提供至总线路径，使总线电压在维持时间内大于等于预定电压。

附图说明

图1为本发明具有延长维持时间的转换系统的电路方块图；

图2为本发明辅助电源电路的电路方块图；

图3A为本发明转换单元的第一实施例的电路方块图；

图3B为本发明转换单元的第二实施例的电路方块图；

图3C为本发明转换单元的第三实施例的电路方块图；

图4A为本发明旁路电路的第一实施例的电路方块图；

图4B为本发明旁路电路的第二实施例的电路方块图；

图5为本发明辅助电源电路的细部电路架构图；

图6A为本发明电流调整单元的第一实施例的电路架构图；及

图6B为本发明电流调整单元的第二实施例的电路架构图。

图中：

100…转换系统；10…转换电路；12…第一级转换单元；14…第二级转换单元；142…变压器；N…感应线圈；16…总线路径；162…火线端；164…地线端；20…控制电路；22、22’…旁路电路；222…电压侦测电路；224…控制单元；226…开关单元；D1…第一二极管；24…储能电容；242…第一端；244…第二端；26…辅助电源电路；262、262’、262’’…转换单元；Dr…整流单元；Qp…功率开关；264…稳压电路；R1…第一电阻；ZD1…第一稳压单元；266…充电路径；D…汲极；S…源极；G…闸极；268、268’…电流调整单元；Rs…限流电阻；Qt…晶体管；C…集极；B…基极；E…射极；U1…闸流单元；X…输入端；Y…输出端；Z…控制端；Ri…电流侦测电阻；ZD2…第二稳压单元；D2…第二二极管；200…负载；Vin…输入电源；Vo…输出电源；Vbus…总线电压；Vw…工作电压；Vs…储能电压；Va…辅助电压；Vr…稳压电压；Vgs(th)…开关导通电压；Vg…闸级电压；Vzd…额定电压；Ic…充电电流；Sv…电压信号。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，以使本领域的技术人员可以更好的理解本发明并能予以实施，但所举实施例不作为对本发明的限定。

请参阅图1为本发明具有延长维持时间的转换系统的电路方块图。转换系统100包括转换电路10与具有延长维持时间的控制电路20，转换电路10包括第一级转换单元12、第二级转换单元14及总线路径16。第一级转换单元12接收输入电源Vin，且通过总线路径16耦接第二级转换单元14，以及第二级转换单元14耦接负载200。输入电源Vin可为交流电源或直流电源，若输入电源Vin为交流电源时，第一级转换单元12为交流对直流转换器，若输入电源Vin为直流电源时，第一级转换单元12为直流对直流转换器。第二级转换单元14与第一级转换单元12类似，可为直流对交流转换器或直流对直流转换器。第一级转换单元12将输入电源Vin转换为总线电压Vbus，且通过总线路径16提供总线电压Vbus至第二级转换单元14。第二级转换单元14将总线电压Vbus转换为输出电源Vo，且提供输出电源Vo至负载200。值得一提，于本发明的一实施例中，转换电路10可为电源供应器或电源供应装置。

控制电路20耦接第二级转换单元14、总线路径16的火线端162与地线端164(即接地端)，且包括旁路电路22、储能电容24及辅助电源电路26。具体而言，旁路电路22耦接总线路径16的火线端162与储能电容24的第一端242，且储能电容24的第二端244耦接地线端164。辅助电源电路26耦接旁路电路22与转换电路10，且接收转换电路10所提供的工作电压Vw。当转换电路10正常地将输入电源Vin转换为输出电源Vo时，辅助电源电路26将工作电压Vw转换为储能电压Vs，且将储能电压Vs提供至储能电容24，使储能电容24的两端(242、244)建立储能电压Vs。当转换电路10异常时(例如但不限于，输入电源Vin断电或第一级转换单元12损坏)，总线电压Vbus会逐渐降低。当总线电压Vbus降低至小于等于储能电压Vs时，储能电压Vs通过旁路电路22提供至总线路径16，以补充总线电压Vbus的不足。使得总线电压Vbus在维持时间(hold up time)内，可维持大于等于预定电压。其中，预定电压可为第二级转换单元14正常运作所需求的最低输入电压。

进一步而言，如图1所示，由于储能电容24的第一端242并未耦接在总线路径16的火线端162上，因此储能电容24的电容耐压设计不用被限制于至少等于总线电压Vbus的电压最大值，而是根据辅助电源电路26的设计点电压来选择储能电容24的电容耐压。由于辅助电源电路26的设计点电压可远小于总线电压Vbus，因此可大幅度地缩小储能电容24的体积，以大幅度地提高储能电容24的电容利用率。值得一提，于本发明的一实施例中，储存电容24的电容耐压除了可以小于总线电压Vbus的电压最大值外，也可以为稳定或非稳定电压，但不会超过总线电压Vbus的电压最大值。此外，于本发明的一实施例中，控制电路20可包含在第一级转换单元12的一次侧或二次侧或者第二级转换单元14的内部，也可以不包含在转换电路10之中。

请参阅图2为本发明辅助电源电路的电路方块图，复配合参阅图1。辅助电源电路26包括转换单元262、稳压电路264及充电路径266。转换单元262耦接转换电路10，且接收转换电路10所提供的工作电压Vw。稳压电路264耦接转换单元262与充电路径266，且充电路径266耦接储能电容24与旁路电路22。转换单元262将工作电压Vw转换为辅助电压Va，且提供辅助电压Va至稳压电路264。稳压电路264根据辅助电压Va而产生稳压电压Vr，且稳压电压Vr导通充电路径266。此时，稳压电路264根据稳压电压Vr与储能电容24的电压差产生充电电流Ic，且通过充电路径266对储能电容24充电，使储能电容24两端(242、244)建立储能电压Vs。当储能电压Vs被充电至稳压电压Vr减充电路径266的开关导通电压Vgs(th)时，储能电压Vs与稳压电压Vr平衡，且稳压电路264停止对储能电容24充电。因此，储能电压Vs的大小是由稳压电压Vr所决定的。当总线电压Vbus小于等于储能电压Vs时，储能电压Vs通过旁路电路22提供至总线路径16。

请参阅图3A为本发明转换单元的第一实施例的电路方块图，复配合参阅图1~2。以第二级转换单元14为隔离型的转换器为例，第二级转换单元14包括变压器142。转换单元262为感应线圈N，且感应线圈N耦接变压器142。当第二级转换单元14正常时，变压器142产生工作电压Vw，且工作电压Vw以电磁耦合的方式，以及感应线圈N与变压器142圈数比的关系转换为辅助电压Va。值得一提，于本发明的一实施例中，若感应线圈N所感应出的辅助电压Va并非为稳定直流源时，可通过如图3A所示的整流单元Dr整流为稳定直流源。

请参阅图3B为本发明转换单元的第二实施例的电路方块图，复配合参阅图1~3A。本实施例的转换单元262’与图3A的转换单元262差异在于，转换单元262’为切换式或线性电源转换器。切换式电源转换器例如可为升压、降压或其他架构等转换器其目的在于提供一组可设计电压范围电源转换器，且切换式电源转换器耦接总线路径16。由于转换单元262’耦接总线路径16，因此转换单元262’将总线电压Vbus作为工作电压Vw，且利用转换单元262’内部功率开关Qp高频切换的方式，将工作电压Vw转换为辅助电压Va。

请参阅图3C为本发明转换单元的第三实施例的电路方块图，复配合参阅图1~3B。本实施例的转换单元262’’与图3A的转换单元262差异在于，转换单元262’’耦接第一级转换单元12，且第一级转换单元12为交流对直流转换器或直流对直流转换器。当第一级转换单元12为交流对直流转换器时，第一级转换单元12所接收的输入电源Vin即为交流电源，转换单元262’’耦接交流对直流转换器内部桥式整流器之后的直流端点，且根据交流对直流转换器的运作而获得工作电压Vw，且利用转换单元262’’内部功率开关(图未示)高频切换的方式，将工作电压Vw转换为辅助电压Va。当第一级转换单元12为直流对直流转换器时，第一级转换单元12所接收的输入电源Vin即为直流电源，转换单元262’’耦接直流对直流转换器内部的任一直流端点，且根据直流对直流转换器的运作而获得工作电压Vw，且利用转换单元262’’内部功率开关(图未示)高频切换的方式，将工作电压Vw转换为辅助电压Va。

值得一提，于本发明的一实施例中，转换单元262的实施方式不限于上述图3A、图3B及图3C，举凡可获得稳定直流源的转换单元种类，以及转换单元的耦接点，均应包含在本实施例的范畴当中。例如但不限于，转换单元262也可为线性电源转换器(图未示)。线性电源转换器(图未示)耦接总线路径16或第一级转换单元12，且将总线电压Vbus或第一级转换单元12内部的直流电压作为工作电压Vw，以将工作电压Vw以线性转换的方式转换为辅助电压Va。此外，于本发明的一实施例中，图3C的转换单元262’’也可耦接在第二级转换单元14之中(意即第二级转换单元14也同样为直流对直流转换器)，且根据第二级转换单元14的运作而获得工作电压Vw。其与图3A差异在于，转换单元262’’无须以图3A的电磁耦合的方式获得工作电压Vw，而是以耦接第二级转换单元14内部的任一直流端点获得。

请参阅图4A为本发明旁路电路的第一实施例的电路方块图，复配合参阅图1~3B。旁路电路22为第一二极管D1，且第一二极管D1的阳极耦接储能电容24，第一二极管D1的阴极耦接总线路径16。当总线电压Vbus小于等于储能电压Vs时，第一二极管D1为正偏，使储能电压Vs通过第一二极管D1补充总线电压Vbus。当总线电压Vbus大于储能电压Vs时，第一二极管D1为反偏，使储能电压Vs无法通过第一二极管D1补充总线电压Vbus。

请参阅图4B为本发明旁路电路的第二实施例的电路方块图，复配合参阅图1~4A。本实施例的旁路电路22’与图4A的旁路电路22差异在于，旁路电路22’包括电压侦测电路222、控制单元224及开关单元226。电压侦测电路222耦接总线路径16，且侦测总线电压Vbus的电压信号Sv。控制单元224耦接电压侦测电路222，且开关单元226耦接总线路径16、储能电容24及控制单元224。控制单元224接收电压信号Sv，且根据电压信号Sv判断是否导通开关单元226。当控制单元224根据电压信号Sv判断总线电压Vbus小于电压侦测电路参考电压，控制单元224控制开关单元226导通，使储能电压Vs通过开关单元226补充总线电压Vbus。当控制单元224根据电压信号Sv判断总线电压Vbus大于电压侦测电路参考电压，控制单元224控制开关单元226不导通，使储能电容24与总线路径16之间为断路。值得一提，于本发明的一实施例中，开关单元226导通的动作点，没有限定在任何电压上，控制单元224可以根据使用条件决定开关单元226导通的动作点。意即控制单元224可设定临限电压，当线电压Vbus低于临限电压时，控制单元224才控制开关单元226导通，总线电压Vbus也不一定要大于储能电压Vs开关单元226才关闭。此外，若控制单元224可以根据使用条件决定开关单元226导通的动作点时，储能电容24的电容耐压也可随着临限电压的设定而被调整。

请参阅图5为本发明辅助电源电路的细部电路架构图，复配合参阅图1~4B。稳压电路264包括第一电阻R1与第一稳压单元ZD1，第一电阻R1耦接转换单元262与第一稳压单元ZD1，且第一稳压单元ZD1耦接接地端。充电路径266为金氧半场效晶体管(MOSFET)，金氧半场效晶体管包括汲极D、源极S与门极G，且汲极D耦接第一电阻R1与转换单元262。金氧半场效晶体管的闸极G耦接第一电阻R1、第一稳压单元ZD1，且源极S耦接储能电容24与旁路电路22。第一电阻R1作为限流之用，辅助电压Va在第一稳压单元ZD1建立稳压电压Vr，且稳压电压Vr使金氧半场效晶体管的闸极G与源极S建立开关导通电压Vgs(th)而使金氧半场效晶体管的汲极D与源极S导通。此时，稳压电路264根据稳压电压Vr与储能电容24的电压差产生充电电流Ic，且汲极D与源极S的导通而对储能电容24充电。其中，储能电压Vs即为稳压电压Vr减去闸极G与源极S的开关导通电压Vgs(th)。

如图5所示，辅助电源电路26还包括电流调整单元268、第二稳压单元ZD2及第二二极管D2。电流调整单元268耦接稳压电路264与金氧半场效晶体管的汲极D之间，且用以调整对储能电容24充电的充电电流Ic大小，以避储能电容24过电流而损坏。第二稳压单元ZD2耦接金氧半场效晶体管的源极S与闸极G之间，且在源极S与闸极G之间建立额定电压Vzd，以限制闸级电压Vg需小于等于额定电压Vzd，且避免金氧半场效晶体管过电压而损坏。具体而言，闸级电压Vg通常若超过例如，但不限于40V时(依金氧半场效晶体管的种类而定)，会导致源极S与闸极G之间被击穿，导致金氧半场效晶体管损坏。因此第二稳压单元ZD2将闸级电压Vg箝位在低于40V(例如但不限于，20V)以避免闸级电压Vg过高而导致金氧半场效晶体管损坏。

第二二极管D2耦接第一电阻R1、第一稳压单元ZD1、金氧半场效晶体管的闸极G、第二稳压单元ZD2及总线路径16的火线端162，且当总线电压Vbus小于第一稳压单元ZD1上的稳压电压Vr时，会导致第二二极管D2正偏，使得第一稳压单元ZD1上的稳压电压Vr释放至总线路径16。此时，会使得稳压电压Vr降低至大致上等于总线电压Vbus。由于，稳压电压Vr大致上等于总线电压Vbus之故，因此储能电容24上的储能电压Vs随着稳压电压Vr的降低而跟着降低，以避免储能电压Vs与总线电压Vbus的压差过大而造成瞬间过多的能量灌至总线路径16。进一步而言，由于第二级转换单元14通常也属于切换式电源转换器，因此当第二级转换单元14的输入端(意即总线路径16上) 低于储能电压Vs且未直接下降至零时，避免由辅助电压Va持续释放能量到总线电压Vbus，造成额外的能量积蓄在输入端而造成能源的浪费。因此，将稳压电压Vr降低至大致上等于总线电压Vbus可提升转换系统100的整体效率。此外，第二二极管D2也可耦接于第二级转换单元14的电源输出端(如图1所示，输出电源Vo的正极端)，用以避免储能电压Vs与输出电源Vo的压差过大而造成瞬间过多的能量灌至电源输出端。其电路动作与功效，均与第二二极管D2耦接于总线路径16的火线端162相同，在此不再加以赘述。值得一提，于本发明的一实施例中，辅助电源电路26的细部电路架构，可有多种电路、组件、控制器，甚至软硬件的实施方式。因此举凡可达成上述电路功效的电路、组件、控制器及软硬件，均应包含在本实施例的范畴当中。

请参阅图6A为本发明电流调整单元的第一实施例的电路架构图，复配合参阅图1~5。电流调整单元268可以为限流电阻Rs，限流电阻Rs一端耦接第一电阻R1，且另一端耦接金氧半场效晶体管的汲极D。限流电阻Rs限制对储能电容24充电的充电电流Ic大小，以避免储能电容24瞬间大电流而造成寿命降低。值得一提，于本发明的一实施例中，限流电阻Rs也可耦接在充电路径266之后或稳压电路264之前。意即，限流电阻Rs可耦接在转换单元262至储能电容24的路径上。

请参阅图6B为本发明电流调整单元的第二实施例的电路架构图，复配合参阅图1~6A。本实施例的电流调整单元268’与图6A的电流调整单元268差异在于，电流调整单元268’包括晶体管Qt、闸流单元U1及电流侦测电阻Ri。晶体管Qt包括集极C、基极B及射极E，且闸流单元U1包括输入端X、输出端Y及控制端Z。晶体管Qt的集极C耦接稳压电路264，且基极B耦接闸流单元U1的输入端X与稳压电路264。电流侦测电阻Ri的一端耦接晶体管Qt的射极E与闸流单元U1的控制端Z，且电流侦测电阻Ri的另一端耦接闸流单元U1的输出端Y与金氧半场效晶体管的源极S。当充电电流Ic流过电流侦测电阻Ri时，在电流侦测电阻Ri两端产生电压差。闸流单元U1通过输出端Y与控制端Z得知电流侦测电阻Ri两端的电压差，且根据电压差而调整闸流单元U1输入端X的电流。此时，由于晶体管Qt具有基极B电流调整射极E电流的功能，因此当闸流单元U1输入端X的电流被调整时，晶体管Qt射极E的电流也同时被调整。所以，当充电电流Ic过大时，电流侦测电阻Ri两端的电压差变大，使得闸流单元U1输入端X的电流被调小，进而调小晶体管Qt射极E的电流。而且，当充电电流Ic变小时，电流侦测电阻Ri两端的电压差变小，使得闸流单元U1输入端X的电流被调大，进而调大晶体管Qt射极E的电流。使得闸流单元U1根据电流侦测电阻Ri的压降而控制晶体管Qt提供固定电流值的充电电流Ic对储能电容24充电。值得一提，于本发明的一实施例中，电流调整单元268、268’不限定仅能由上述组件所构成。换言之，也可使用例如但不限于，线性恒流稳流器(CCR)、定电流二极管(CRD)或者以控制器搭配线路的方式达成。因此只要具有电流调整功能的组件或电路，均应包涵在本实施例的范畴当中。此外，由于电流调整单元268’包括晶体管Qt、闸流单元U1及电流侦测电阻Ri，因此充电路径266的功能可以被电流调整单元268’所取代。意即电流调整单元268’即为充电路径266，且电流调整单元268’中的电流侦测电阻Ri直接耦接储能电容24的第一端242，通过晶体管Qt调整Ic的电流，使储能电容24建立储能电压Vs。或者，充电路径266为二极管组件(图未示)。二极管组件的阳极耦接电流侦测电阻Ri，且二极管组件的阴极耦接储能电容24。

以上所述实施例仅是为充分说明本发明而所举的较佳的实施例，本发明的保护范围不限于此。本技术领域的技术人员在本发明基础上所作的等同替代或变换，均在本发明的保护范围之内。本发明的保护范围以权利要求书为准。