一种脉冲宽度检测电路

技术领域

本发明涉及脉冲宽度检测领域，特别是涉及一种脉冲宽度检测电路。

背景技术

很多应用场景下在对数字信号进行处理时，需要获取数字信号中脉冲的脉冲宽度，现有技术中的脉冲宽度检测电路通常全部由数字电路实现，然而数字电路中包含的各种基本逻辑器件的电气特性(门延时以及转换阈值等)受工艺精度、温度以及电源电压的影响较大，也即工艺精度较低、温度过高过低以及电源电压抖动均会对数字电路的工作过程产生较大影响，从而降低了脉冲宽度检测的精度。

因此，如何提供一种解决上述技术问题的方案是本领域技术人员目前需要解决的问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种脉冲宽度检测电路，本申请中的电容电量调节电路以及滞回比较器均模拟电路，且边沿转换电路也可以选择设置为模拟电路，由于模拟电路本身的特性，从而使得本申请中的脉冲宽度检测电路受工艺精度、温度以及电源电压的影响较小，提升了脉冲宽度检测的精度。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种脉冲宽度检测电路，包括：

边沿转换电路，用于在检测到数字信号的上升沿时生成第一控制信号，在检测到所述数字信号的下降沿时生成第二控制信号；

与所述边沿转换电路连接的电容电量调节电路，用于在所述第一控制信号的控制下为自身内部的电容充电，在所述第二控制信号的控制下为自身内部的所述电容放电，以便在所述电容上产生三角波；

与所述电容电量调节电路连接的滞回比较器，用于在所述三角波的电压高于预设正翻转电压时输出高电平，低于预设负翻转电压时输出低电平；

分别与所述边沿转换电路、所述电容电量调节电路以及所述滞回比较器连接的供电电源，用于为所述边沿转换电路、所述电容电量调节电路以及所述滞回比较器供电。

优选地，所述电容电量调节电路包括电容、第一可控开关、第二可控开关以及电流控制电路；

所述电流控制电路用于将所述电容的充电电流与放电电流的比例调整为预设比例，以便在所述电容上产生三角波；

所述电容的第一端分别与所述第一可控开关的第一端、所述第二可控开关的第一端以及所述滞回比较器的输入端连接，所述电容的第二端接地，所述第一可控开关的控制端以及所述第二可控开关的控制端均与所述边沿转换电路连接，所述第一可控开关的第二端以及所述第二可控开关的第二端均与所述电流控制电路连接，所述电流控制电路与所述供电电源连接，所述电流控制电路的接地端接地。

优选地，所述电流控制电路包括高精度基准源、第一电流镜以及第二电流镜；

所述高精度基准源用于产生具有高精度电流值的电流并为所述滞回比较器提供预设正翻转电压以及预设负翻转电压；

所述供电电源分别与所述高精度基准源、所述第一电流镜的第一端以及第二端连接，所述第一电流镜的第三端与所述高精度基准源连接，所述第一电流镜的第四端与所述第一可控开关的第二端连接，所述高精度基准源与所述第二电流镜的第一端连接，所述第二可控开关的第二端与所述第二电流镜的第二端连接，所述第二电流镜的第一接地端以及第二接地端均接地，所述高精度基准源的正翻转电压输出端与所述滞回比较器的正翻转电压接收端连接，所述高精度基准源的负翻转电压输出端与所述滞回比较器的负翻转电压接收端连接。

优选地，所述第一可控开关为PMOS管，所述第二可控开关为NMOS管。

优选地，所述边沿转换电路包括正边沿D触发器以及第一负边沿D触发器。

优选地，该脉冲宽度检测电路还包括：

分别与所述滞回比较器的输出端以及所述正边沿D触发器的复位端以及所述第一负边沿D触发器的复位端连接的复位电路，用于在检测到下降沿时控制所述正边沿D触发器以及所述第一负边沿D触发器复位。

优选地，所述复位电路包括第二负边沿D触发器以及延时电路；

所述第二负边沿D触发器的输入端与所述滞回比较器的输出端连接，所述第二负边沿D触发器的输出端分别与所述正边沿D触发器的复位端、所述第一负边沿D触发器的复位端以及所述延时电路的第一端连接，所述延时电路的第二端与所述第二负边沿D触发器的复位端连接。

优选地，所述延时电路为电容。

优选地，所述供电电源为低压差线性稳压器LDO。

本发明提供了一种脉冲宽度检测电路，本申请中的边沿转换电路可以基于数字信号的脉冲宽度对电容电量调节电路中电容的充放电进行管控，接着通过滞回比较器对于在电容中产生的三角波的处理，最终通过滞回比较器的输出波形便可以对数字信号的脉冲宽度进行判断，由于本申请中的电容电量调节电路以及滞回比较器均属于模拟电路，且边沿转换电路也可以选择设置为模拟电路，由于模拟电路本身的特性，从而使得本申请中的脉冲宽度检测电路受工艺精度、温度以及电源电压的影响较小，提升了脉冲宽度检测的精度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明提供的一种脉冲宽度检测电路的结构示意图；

图2为本发明提供的一种脉冲宽度检测的工作波形示意图；

图3为本发明提供的另一种脉冲宽度检测的工作波形示意图；

图4为本发明提供的再一种脉冲宽度检测的工作波形示意图；

图5为本发明提供的另一种脉冲宽度检测电路的结构示意图。

具体实施方式

本发明的核心是提供一种脉冲宽度检测电路，本申请中的电容电量调节电路以及滞回比较器均属于模拟电路，且边沿转换电路也可以选择设置为模拟电路，由于模拟电路本身的特性，从而使得本申请中的脉冲宽度检测电路受工艺精度、温度以及电源电压的影响较小，提升了脉冲宽度检测的精度。

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参考图1，图1为本发明提供的一种脉冲宽度检测电路的结构示意图，该脉冲宽度检测电路包括：

边沿转换电路1，用于在检测到数字信号的上升沿时生成第一控制信号，在检测到数字信号的下降沿时生成第二控制信号；

与边沿转换电路1连接的电容电量调节电路2，用于在第一控制信号的控制下为自身内部的电容充电，在第二控制信号的控制下为自身内部的电容放电，以便在电容上产生三角波；

与电容电量调节电路2连接的滞回比较器3，用于在三角波的电压高于预设正翻转电压时输出高电平，低于预设负翻转电压时输出低电平；

分别与边沿转换电路1、电容电量调节电路2以及滞回比较器3连接的供电电源4，用于为边沿转换电路1、电容电量调节电路2以及滞回比较器3供电。

具体的，考虑到如上背景技术中的技术问题，本申请中欲尽量通过模拟电路实现对于数字信号的脉冲宽度的检测，因此在本申请中，电容电量调节电路2由于是在第一控制信号以及第二控制信号的控制下对自身内部的电容的电量进行调节，并且滞回比较器3本身也属于模拟电路，而由于模拟电路本身的特性，使得本申请中的脉冲宽度检测电路受工艺精度、温度以及电源电压的影响较小，提升了脉冲宽度检测的精度。

具体的，为了更好地对本发明实施例进行说明，请参考图2至图4，图2为本发明提供的一种脉冲宽度检测的工作波形示意图，图3为本发明提供的另一种脉冲宽度检测的工作波形示意图，图4为本发明提供的再一种脉冲宽度检测的工作波形示意图，在初始时刻电容中电量为零，在边沿转换电路1检测到上升沿电路后可以生成第一控制信号(Q1N)，以控制电容电量调节电路2中的电容充电，从而使得电容中的电量以一定的斜率上升，在边沿转换电路1检测到下降沿时(此时电容中电量达到V1)可以生成第二控制信号(Q2)，第二控制信号可以控制电容电量调节电路2为其内部的电容进行放电，此时第一控制信号依然可以存在，那么“充电动作”也将继续进行，可以通过对放电电流以及充电电流之间比例的调节使得放电速度大于充电速度，放电预设时长后电容电量下降到V2，从而在电容上产生三角波(Vcap)，之后便可以通过滞回比较器3对电容上的三角波进行处理，在三角波的电压高于预设正翻转电压(VP)时输出高电平，低于预设负翻转电压(VN)时输出低电平，从而输出一个具有一定脉宽的波形，值的注意的是，若在原始的数字信号的下降沿到来时刻，电容上的电量依然没有超过预设正反转电压，代表原始的数字信号的脉冲宽度未达到预设时间，通过观察此时的滞回比较器3输出的“低电平”，可以判断当前的数字信号中不具有达到预设时间的脉冲信号，只有在滞回比较器3输出“方波”的情况下，才代表当前的数字信号中具有达到预设时间的脉冲信号，从而实现了对于脉冲宽度的检测。

具体的，在一个完整脉冲信号输入周期内，如果对电流源电流、电容、翻转电压VP和VN取一个合适的值，通过V1/V2与VP/VN的大小关系，即可精确的表征输入脉冲宽度是否不小于预设时间，在输入脉冲宽度大于等于预设时间的输入脉冲会输出一个长时间的方波，小于预设时间的输入脉冲会输出低电平，如果输入脉冲有毛刺或抖动，同样会输出一个长时间的方波，实现了对特定脉冲宽度信号的检测。

本发明提供了一种脉冲宽度检测电路，本申请中的边沿转换电路可以基于数字信号的脉冲宽度对电容电量调节电路中电容的充放电进行管控，接着通过滞回比较器对于在电容中产生的三角波的处理，最终通过滞回比较器的输出波形便可以对数字信号的脉冲宽度进行判断，由于本申请中的电容电量调节电路以及滞回比较器均属于模拟电路，且边沿转换电路也可以选择设置为模拟电路，由于模拟电路本身的特性，从而使得本申请中的脉冲宽度检测电路受工艺精度、温度以及电源电压的影响较小，提升了脉冲宽度检测的精度。

为了更好地对本发明实施例进行说明，请参考图5，图5为本发明提供的另一种脉冲宽度检测电路的结构示意图，在上述实施例的基础上：

作为一种优选的实施例，电容电量调节电路2包括电容、第一可控开关Q3、第二可控开关Q4以及电流控制电路；

电流控制电路用于将电容的充电电流与放电电流的比例调整为预设比例，以便在电容上产生三角波；

电容的第一端分别与第一可控开关Q3的第一端、第二可控开关Q4的第一端以及滞回比较器3的输入端连接，电容的第二端接地，第一可控开关Q3的控制端以及第二可控开关Q4的控制端均与边沿转换电路1连接，第一可控开关Q3的第二端以及第二可控开关Q4的第二端均与电流控制电路连接，电流控制电路与供电电源4连接，电流控制电路的接地端接地。

具体的，本申请中的电容电量调节电路2结构较为简单，且器件成本较低，使得自身的第一可控开关Q3以及第二可控开关Q4在第一控制信号以及第二控制信号的控制下便可以完成对于电容的充放电控制。

其中，电流控制电路可以将电容的充电电流与放电电流的比例调整为预设比例，以便在电容上产生三角波，最好可以将放电电流调节为充电电流的两倍等，从而保证三角波的上升沿和下降沿相等，以便更精准地进行脉宽检测，本发明实施例在此不做限定。

当然，除了该具体结构外，电容电量调节电路2还可以为其他多种类型，只要能够根据两个控制信号对自身内部的电容电量进行调节并生成三角波(最好是上升沿和下降沿相等的三角波)即可，本发明实施例在此不做限定。

作为一种优选的实施例，电流控制电路包括高精度基准源、第一电流镜以及第二电流镜；

高精度基准源用于产生具有高精度电流值的电流并为滞回比较器3提供预设正翻转电压以及预设负翻转电压；

供电电源4分别与高精度基准源、第一电流镜的第一端以及第二端连接，第一电流镜的第三端与高精度基准源连接，第一电流镜的第四端与第一可控开关Q3的第二端连接，高精度基准源与第二电流镜的第一端连接，第二可控开关Q4的第二端与第二电流镜的第二端连接，第二电流镜的第一接地端以及第二接地端均接地，高精度基准源的正翻转电压输出端与滞回比较器3的正翻转电压接收端连接，高精度基准源的负翻转电压输出端与滞回比较器3的负翻转电压接收端连接。

具体的，通过高精度基准源可以产生具有精准的电流值的电流，通过其可以准确地对于充电电流与放电电流的比例进行控制，而电流镜则可以将高精度基准源产生的电流镜像到充电回路或者放电回路中去，并且通过第一电流镜以及第二电流镜中开关管的参数可以对镜像的比例进行调节，从而更好地对充电电流与放电电流的比例进行控制。

具体的，滞回比较器3也可以选用高精度的滞回比较器3，如此一来，高精度基准源以及高精度的滞回比较器3具有高电源抑制比(大于60dB)的特点，保证了电源电压抖动时，输出的电流和翻转电压变化极小；极低的温度漂移特性，保证了高温低温时电路关键参数稳定；良好的工艺偏差补偿，在工艺精度有波动时可以自主调节内部静态工作点，同样保证了输出电流和翻转电压的稳定。

具体的，由于使用了高精度基准源和高精度的滞回比较器3，所以本方案的最大误差在于电容的电容值的波动，通过良好的版图设计还有激光修调等辅助手段，可以让电容值精度达到一定程度。

其中，上述电流控制电路具有工作稳定性强、结构简单以及成本低等特点。

当然，除了上述的电流控制电路外，电流控制电路具体还可以为其它多种类型，本发明实施例在此不做限定。

作为一种优选的实施例，第一可控开关Q3为PMOS管，第二可控开关Q4为NMOS管。

具体的，第一可控开关Q3选用PMOS管以及第二可控开关Q4选用NMOS管可以方便第一电流镜以及第二电流镜的连接与使用，其中，Q5以及Q6组成第一电流镜，Q7以及Q8组成第二电流镜。

具体的，Q3用PMOS管和Q4采用NMOS管保证电流镜具有良好的镜像特性，减小电路复杂度便于接线，当然，第一可控开关Q3以及第二可控开关Q4还可以为同一类型的MOS管，或者可以为其他类型的可控开关，本发明实施例在此不做限定。

作为一种优选的实施例，边沿转换电路1包括正边沿D触发器D1以及第一负边沿D触发器D2。

其中，正边沿触发器的动作特点为：时钟端输入上升沿时，Q输出端输出D输入端的状态，QN输出端输出D输入端的反相状态，RST端将Q和QN强制设置为0和1。负边沿触发器的动作特点类似，区别在于Q和QN在时钟端输入下降沿时转换状态。具体的，在本实施例中，RST将Q端和QN设置为0和1，在时钟端收到上升沿和下降沿后，因为D输入端一直接1，因此Q端会由0转换为1，QN端由1转换为0。

具体的，通过两个D触发器便可以实现将正边沿转换为第一控制信号，将负边沿转换为第二控制信号，结构简单且成本较低。

当然，除了两个D触发器外，边沿转换电路1还可以为其他具体类型，本发明实施例在此不做限定。

具体的，在图5中，初始状态时，两个第一可控开关Q3以及第二可控开关Q4都是断开状态，即此时电容电压为0，正边沿D触发器D1在接收到第一控制信号后输出的低电平信号会马上闭合第一可控开关Q3，使得恒流源1(第一电流镜的输出端)对电容进行充电，电容的电压按照一定的斜率稳定上升，单位时间内上升的电压等于恒流源1的电流值比电容值，经过时间t1，电容电压升高到V1。经过脉冲宽度的时间后，第一负边沿D触发器D2在接收到第二控制信号后输出的高电平信号会闭合第二可控开关Q4，让恒流源2(第二电流镜的输出端)对电容进行放电，假设恒流源2的电流两倍于恒流源1，所以，经过时间t2，电容的电压会按照与上升沿相同的斜率下降到V2，所以一个脉冲信号最终在电容上产生三角波，这个三角波输入高精度的滞回比较器3，滞回比较器3根据输入脉冲的宽度会有几种不同的输出波形，通过判断输出是否为方便便可以判定脉冲宽度是否不小于预设时间。

作为一种优选的实施例，该脉冲宽度检测电路还包括：

分别与滞回比较器3的输出端以及正边沿D触发器D1的复位端以及第一负边沿D触发器D2的复位端连接的复位电路，用于在检测到下降沿时控制正边沿D触发器D1以及第一负边沿D触发器D2复位。

具体的，通过复位电路可以在数字信号的一个脉冲结束后自动将正边沿D触发器D1以及第一负边沿D触发器D2进行复位回到初始状态，以便对数字信号的下一个脉冲的脉冲宽度进行检测，提高了自动化程度。

作为一种优选的实施例，复位电路包括第二负边沿D触发器D3以及延时电路；

第二负边沿D触发器D3的输入端与滞回比较器3的输出端连接，第二负边沿D触发器D3的输出端分别与正边沿D触发器D1的复位端、第一负边沿D触发器D2的复位端以及延时电路的第一端连接，延时电路的第二端与第二负边沿D触发器D3的复位端连接。

具体的，第二负边沿D触发器D3在接收到滞回比较器3输出的下降沿时可以首先控制正边沿D触发器D1以及第一负边沿D触发器D2复位，由于延时电路的存在，可以在控制正边沿D触发器D1以及第一负边沿D触发器D2复位之后控制自身复位，以便更好地准备下一轮脉冲宽度的检测以及复位工作。

当然，除了该结构外，复位电路还可以为其他多种类型，本发明实施例在此不做限定。

作为一种优选的实施例，延时电路为电容。

具体的，电容具有延时稳定、成本低以及寿命长等优点。

当然，除了电容外，延时电路还可以为其他多种类型，例如可以为偶数个串联的反相器等，本发明实施例在此不做限定。

作为一种优选的实施例，供电电源4为LDO(Low Dropout regulator，低压差线性稳压器)。

具体的，LDO能够在自身电源抖动时保持极为稳定的恒压输出，并且不受环境温度变化以及工艺偏差因素的影响，通过LDO为高精度基准源、滞回比较器3以及电流镜等供电，保证了良好的电压稳定性。

当然，除了LDO外，供电电源4还可以为其他多种类型，本发明实施例在此不做限定。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括该要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。