一种非隔离型混合式单相交直流变换电路及其控制方法

技术领域

本发明涉及开关电源，具体涉及一种非隔离型混合式单相交直流变换电路及其控制方法。

背景技术

随着电子信息化的发展，越来越多的设备需要进行直流供电，其中尤其是IT设备的普及以及各类场所的照明的广泛应用，需要中小功率电力电子变流器来完成交流到直流的转换。而这些应用领域对于电源的体积、重量和便携性都有着较高的需求(如适配器，电子镇流器等)，所以进一步要求电源功率密度提升。同时，为了减少电源变换器对电网的谐波污染，有很多的相关国际标准，如IEC61000-3-2等，因此，电源不但要满足客户的显性要求(体积，重量，外观等)，还得要满足相关国家的法律规定要求。而对于电源来说，限制其功率密度提升的最主要因素是其效率(或者说是损耗)，如果电源的整体转换效率较低，则其损耗必然较大(发热量必然较大)，电源的体积就难以缩小，否则热量难以散掉；反之，如果效率高，则损耗小(发热量小)，所需的散热空间也小。为了达到提升电源的功率密度的目的，大家都在千方百计的提高其效率，如通过优化的核心功率元器件(将常规的硅器件更换为新型的低损耗型碳化硅器件等)及散热等来达到缩减体积的目的。此外，前述的适配器之类的交直流变换器的应用场景通常要求电源具备宽范围输入的能力，因此，降压(Buck)型功率因数矫正(PFC)电路也逐渐被引入代替传统的升压(Boost)型功率因数矫正(PFC)电路。以获得更加体积、效率及成本等。

发明内容

发明目的：本发明的目的在于提供一种非隔离型混合式单相交直流变换电路，以满足现有输入宽范围的交直流变换并满足功率因数矫正功能；同时提供一种能够控制变换电路工作于软启动模式、升压模式或降压模式的单相非隔离型混合式交直流变换电路的控制方法。

技术方案：一种非隔离型混合式单相交直流变换电路，包括输入交流源、输入滤波单元、交流整流单元、开关变换单元、输出滤波单元、控制单元，所述输入滤波单元的输入端连接输入交流源，输入滤波单元的输出端连接交流整流单元的交流输入端，所述交流整流单元的整流输出端连接开关变换单元的输入端，所述开关变换单元输出端连接输出滤波单元，进行直流输出。

进一步的，所述开关变换单元包括第一开关管Q1、第二开关管Q2，第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3，电感L1，所述电感L1包括两个耦合绕组L1-1和L1-2，第一滤波电容C1、第二滤波电容C2；第一滤波电容C1的一端连接交流整流单元的正端，另外一端连接交流整流单元的负端；第一开关管Q1串联放置在整流电源正端回路，其源极连接交流整流单元的正端，其漏极连接第一二极管D1的阴极及电感L1的第一绕组L1-1的一端；第二开关管Q2的源极连接第二二极管D2的阳极及电感L1的第一绕组L1-1的同名端，第二开关管Q2的漏极连接第三二极管D3的阴极及交流整流单元的负端；第二二极管D2的阴极连接第二滤波电容C2的正端，同时也为开关变换单元的输出正端，第三二极管D3的阳极连接电感L1的第二绕组L1-2的同名端，电感L1的第二绕组L1-2的另外一端连接第二滤波电容C2的负端，同时也为开关变换单元的输出负端。

进一步的，所述开关变换单元中的第一开关管Q1也可以是串联放置在整流电源负端回路，源极连接交流整流单元的负端及第一滤波电容C1的负端，漏极连接第二开关管Q2的漏极及第三二极管D3的阴极。

进一步的，所述开关变换单元中的第一滤波电容C1、第二滤波电容C2为小容量高频无极性电容。

进一步的，所述开关变换单元中的电感L1的有两个耦合绕组L1-1和L1-2或者等效为两个耦合绕组L1-1和L1-2，这两个绕组是高度紧密耦合的，匝数相同，感量也趋近一致。

所述耦合电感的同名端仅用来方便确定两个电感绕组在回路中的连接顺序，在不改变两个耦合电感串联方向一致性的情况下，其也可以同时取另外一端为同名端或者将同名端标识在另外一端。

进一步的，所述第一开关管Q1和第二开关管Q2是具备反向并联二极管的可以高频开通和关断的开关管，所述反向并联二极管可以是集成或者寄生的二极管，也可以是外加的单独二极管。

进一步的，所述输入滤波单元为常规无极性电容滤波或者带有共模电感的π型滤波，所述输出滤波单元为常规储能型电容滤波或者带有差模电感的π型滤波。

一种非隔离型混合式单相交直流变换电路的控制方法，包括以下步骤：

(1)控制单元对电压信号或者外部通讯命令进行处理；

(2)控制单元判定电路需要在软启动模式、升压模式还是降压模式下工作；

(3)判定模式后，控制单元对第一开关管Q1、第二开关管Q2施加对应的驱动控制信号，开关变换单元按照模式工作。

进一步的，当Q1,Q2工作于升压模式时，Q1被施加驱动信号一直完全导通，Q2被施加PWM驱动信号，使其Q2进行升压；当Q1,Q2工作于降压模式时，Q1被施加PWM驱动信号，Q2不施加PWM驱动信号或者施加关闭的信号，使Q1进行降压工作。

在升压模式下，两个耦合绕组通过电感的储能耦合，在释能的时候，两个电感绕组在电路中构成串联关系，从而可以提高升压比，在降压模式下，两个耦合绕组通过电感的储能耦合，在释能的时候，两个电感绕组在电路中可以构成并联关系，从而可以降低降压衰减比，从而可以实现宽范围内的升压比或者降压比的有效扩展，从而相比传统的降压型PFC避免了boost模式下或者降压模式下的极大占空比限制，也有效改变了这两种模式下的损耗，实现效率提升和节能。

进一步的，所述控制单元包括运算处理单元、信号采样、辅助电源、驱动单元。

有益效果：本发明与现有技术相比，其有益效果在于：(1)通过对开关变换单元的改变及开关变换单元的控制，使稳压电路实现更宽范围的升压(更大增益)从而输出稳定的电压；(2)通过对开关变换单元的改变及开关变换单元的控制，使稳压电路实现的降压(衰减比)减小，从而可以实现更大的占空比导通，从而减小电感续流纹波电流，降低续流损耗，实现高效率。(3)利用开关变换单元的宽范围工作，从而使该变换电路相比传统的需两级稳压器体积更小，性价比更高。

附图说明

图1为本发明的结构框图；

图2为图1中开关变换单元的电路示意图；

图3为图1中控制单元的结构框图；

图4为已知的传统串联式混合型PFC示意图；

图5为混合工作模式的区间区分示意图；

图6为图2的变换单元降压模式工作示意图；

图7为图2的变换单元升压模式工作示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施方式和说明书附图对本发明的技术方案作进一步介绍。

如图1所示，本发明包括单相交流源、输入滤波单元、交流整流单元、开关变换单元、输出滤波单元、控制单元，所述输入滤波单元的输入端连接输入交流源，输入滤波单元的输出端连接交流整流单元的交流输入端，所述交流整流单元的整流输出端连接开关变换单元的输入端，所述开关变换单元输出端接输出滤波电容及负载或者可等效负载的变换器。

如图2所示，开关变换单元的第一至第二开关管(Q1～Q2)，第一至第三二极管(D1～D3)，有两个耦合绕组(L1-1,L1-2)的电感L1，第一至第二滤波电容(C1～C2)。第一滤波电容C1的一端连接交流整流单元的正端，另外一端连接交流整流单元的负端；第一开关管Q1的源极连接交流整流单元的正端，第一开关管Q1的漏极连接第一二极管D1的阴极及电感L1的第一绕组(L1-1)的一端；第二开关管Q2的源极连接第二二极管D2的阳极及电感L1的第一绕组(L1-1)的同名端，第二开关管Q2的漏极连接第三二极管D3的阴极及交流整流单元的负端；第二二极管D2的阴极连接第二滤波电容C2的正端，同时也为开关变换单元的输出正端，第三二极管D3的阳极连接电感L1的第二绕组(L1-2)的同名端，电感L1的第二绕组(L1-2)的另外一端连接第二滤波电容C2的负端，同时也为开关变换单元的输出负端。

如图2所示，开关变换单元中的第一至第二滤波电容为小容量高频无极电容；电感L1的两个耦合绕组(L1-1,L1-2)是高度紧密耦合的，匝数相同，感量也趋近一致。第一至第二开关管是具备反向并联二极管的MOS，IGBT等可以高频开通和关断的开关管。所述开关管反并二极管可以是集成或者寄生的二极管，也可以是外加的单独二极。

如图3所示，控制单元包括运算处理单元、信号采样、辅助电源、驱动单元。同时，控制单元也可以包含通讯单元，可以对外进行通讯。

图4为已知的传统串联式混合型PFC示意图；

本发明还包括一种非隔离型单相交流稳压电源变换装置的控制方法，包括以下步骤：

1)控制单元对电压信号或者外部通讯命令进行处理；

2)控制单元判定变换装置需要在软启动模式、升压模式还是降压模式下工作；如图5所示，为混合模式工作区间示意图，当半波整流输出电压大于设定的输出电压参考，则需工作于降压模式；当半波整流输出电压小于设定的输出电压参考，则需工作于升压模式；当开机瞬间输出电压为零或者远低于半波整流输出电压时，则必须执行软启动模式，逐步抬升输出电压至正常输出电压。

3)控制单元控制开关变换单元中的第一开关管Q1、第二开关管Q2按照模式工作。即所述控制单元对开关变换单元的第一开关Q1及第二开关Q2施加驱动控制信号，使开关变换单元工作在等效升压电路模式或等效降压电路模式。

当判定是在升压区间时候，Q1,Q2工作于升压模式，即Q1被施加驱动信号一直完全导通，Q2被施加PWM驱动信号，使其Q2进行升压；

当判定是在降压区间时候，Q1,Q2工作于降模式，即Q1被施加PWM驱动信号，Q2不施加PWM驱动信号或者施加关闭的信号，使Q1进行降压；

在升压模式下，两个耦合绕组通过电感的储能耦合，在释能的时候，两个电感绕组在电路中构成串联关系，从而可以提高升压比，在降压模式下，两个耦合绕组通过电感的储能耦合，在释能的时候，两个电感绕组在电路中可以构成并联关系，从而可以降低降压比，从而可以实现宽范围内的升压比或者降压比的有效扩展，从而相比传统的降压型PFC避免了boost模式下或者降压模式下的极大占空比限制，也有效改变了这两种模式下的损耗，实现效率提升和节能。

以下以实施例一的电路为例对上述控制方法进行更进一步的说明：

控制单元通过采样电路采样的电压信号或者由外部通讯获得的命令经运算处理器单元中的程序运算，当参考图5的基本原则判定所述电路需要工作于降压模式时，如图6(a)，则第二开关管Q2为续流作用，可视作续流二极管无需施加驱动信号，或者在其反并联二极管导通的时候施加驱动信号做同步整流工作；第一开关管Q1则为降压开关管，需施加PWM信号，使之作降压变换。此时，根据前述关于L1电感的特征可设定L1-1与L1-2相等，感量为L，整流输入电压高于转换输出部分的则分别在L1-1与L1-2上降压进行储能，电动势方向如图6(a)所示，电流从整流正端经Q1，L1-1,D2，输出等效负载回到L1-2，D3，再回到整流负端。当Q1的驱动信号关断后，Q1原来的连接导通则断开，由于电感L1的作用，电流不能突变反向，则通过可行的通道续流，所以D1,受L1-1的偏压而导通续流，D3，Q2,受L1-2的偏压而导通续流，代替了整流电源端进而形成完整的续流通道；相关回路如图6(b)所示。假设负载足够使电感电流连续或者临界，从以上分析可以看出，储能时，占空比为D，Vl1-1+Vl

当参考图5的基本原则判定所述电路需要工作于升压模式时，如图7(a)，则第一开关管Q1必须为恒定导通，此时给其施加直通信号，可视作为一根导线；第二开关管Q2则为升压开关管，需施加PWM信号，使之作升压变换。此时，根据前述关于L1电感的特征可设定L1-1与L1-2相等，感量为L，整流输入电压则直接加在L1-1(可视为L1)进行储能，电动势方向如图7(a)所示，电流从整流正端经Q1，L1-1,Q2，再回到整流负端。当Q2的驱动信号关断后，Q2原来的连接导通则断开，由于电感L1的作用，电流不能突变反向，但L1-1及L1-2具有紧密耦合，因此L1-1及L1-2上都具有反向电动势，所以D2,D3受L1-1及L1-2的共同偏压而导通续流，电流从整流正端经Q1，L1-1,D2，输出等效负载回到L1-2，D3，再回到整流负端；相关释能续流回路如图7(b)所示。假设负载足够使电感电流连续或者临界，从以上分析可以看出，储能时，占空比为D，Vl

因此，如图5所示，按照工作模式区间判断，根据上述工作原理，控制器在此工作原理的基础上，调制占空比，使电流与电压同相位，从而实现了功率因数的矫正(PFC)，并根据电压的工作频率周而复始的进行控制和工作。该控制方法下的工作效果与我们熟知的串联混合式PFC电路一致，因此在此实现了交流输入电压的同相降压变换。

如果当开机瞬间输出电压为零或者远低于半波整流输出电压时，则必须执行逐步软启动，逐步抬升输出电压至正常输出电压。其具体的工作原理也与前述的单相的一致。只是将瞬时的输出电压与输入的整流半波电压进行比较，高于输入整流电压则升压模式，低于输入整流电压则是降压模式，在因此如图6、图7的具体工作原理分析不再一一介绍。

综上所述，本发明的控制单元根据预先设定或者对外部其他电压、电流信号的判断，控制开关变换单元的开关管进行导通和关断，同时配合输入输出的实时电压需求可以使该交流电路工作于升压、降压或者开机软启动三种工作模式；同时还可以实现更宽范围的升压(或者更大的升压增益)以及更大的降压占空比(或者较小的降压衰减)，从而更好的满足全电压范围的中小功率电子产品的使用，获得更好的性价比。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。