自主模拟正交负载调制功率放大器

相关专利申请

本申请要求2021年10月11日提交的临时专利申请序列号63/254,243的权益，所述临时专利申请的公开内容以全文引用的方式并入本文中。

技术领域

本公开涉及放大器，且具体地说，涉及具有并联耦合的载波放大器和峰值放大器的负载调制放大器。

背景技术

传统的多尔蒂功率放大器已用于提高宽功率范围内的高输出功率回退效率。此外，与传统的多尔蒂功率放大器相比，正交组合的负载调制功率放大器提供更宽的带宽和负载调制能力。此外，基于正交输出组合的有源和无源负载调制放大器以及平衡和非平衡偏置且非50欧姆端接的负载调制放大器也是可用的。然而，负载调制平衡放大器(LMBA)需要第二输入信号源，所述第二输入信号源贡献显著增加的直流电功率，且由外部生成的控制信号功率启用。已经报告了不需要外部控制信号的简化LMBA。然而，简化的LMBA可以简化操作，简化的LMBA具有需要限制某些所需应用的额外有源放大器和前馈射频(RF)路径的缺点。正交LPA(OLPAM)降低第二输入信号源的功率要求，但OLPAM仍需要相位和振幅相对于信号功率和/或频率的动态变化，以实现连续功率回退(PBO)效率操作与功率的关系。因此，仍需要单个RF输入和输出功率放大器实施方案，其不需要外部相位或振幅控制信号，也不需要双RF输入信号，同时实现高连续PBO效率。

发明内容

公开了一种负载调制放大器，其具有第一放大器和第二放大器。输入正交耦合器具有第一端口、第二端口、第三端口和第四端口，其中第三端口耦合到第二放大器的输入，并且第四端口耦合到第一放大器的输入。输出正交耦合器具有第一端口、第二端口、第三端口和第四端口，其中第一端口耦合到第二放大器的输出，并且第二端口耦合到第一放大器的输出。分配器具有第一分配器输出、耦合到信号输入的分配器输入和耦合到输入正交耦合器的第二端口的第二分配器输出，并且可变衰减器耦合在第一分配器输出与输入正交耦合器的第一端口之间。衰减控制器具有耦合到所述可变衰减器的衰减控制输入的控制器输出，其中所述衰减控制器响应于与在射频信号输入处接收的射频信号成比例的功率样本信号而自主地生成控制信号。

在示例性实施例中，所公开的负载调制放大器是由第一放大器和第二放大器组成的自主模拟正交负载调制平衡放大器(A-OLMPA)，所述第一放大器和第二放大器由作为Lange型四端口耦合器的输出正交耦合器进行输出组合。输出正交耦合器的隔离端口通常是反射的(开路或短路)，并且可以是复的，但理想地不为吸收特性阻抗(50Ω)，以便实现增强的功率回退(PBO)效率操作。漏极电压调制和/或不对称偏置可用于进一步增强放大器的PBO增益、线性和/或功率增加效率响应。为了提供单个射频输入和输出以及自主操作而不需要外部控制的芯片级封装，所公开的放大器提供在至少一个实施例中通过威尔金森(Wilkinson)分配器分配射频输入信号，以及通过可变衰减器进行模拟功率检测和输入功率振幅控制，所述可变衰减器驱动正交放大器输入路径以实现增强的PBO效率。固定延迟或相位可用于任一输入路径中以优化操作。输出终端可包含用于在频率或功率上优化一般PBO操作的复反射阻抗。所公开的A-OLMPA可以提供类似于更复杂的双驱动负载调制平衡放大器的最优输出PBO效率，而不需要外部生成的相位和振幅控制的输入信号。

在另一方面中，可以单独地或一起地组合前述方面中的任一方面，和/或如本文所描述的各种单独方面和特征，以获得额外优点。除非本文相反指示，否则本文所公开的各种特征和元件中的任一者可以与一个或多个其他公开的特征和元件组合。

本领域技术人员在阅读以下对于优选实施例的具体说明以及相关的附图后，将会认识到本公开的范围并且了解其另外的方面。

附图说明

并入本说明书中并形成本说明书的一部分的附图示出了本公开的几个方面，并且连同说明书一起用于解释本公开的原理。

图1A是根据本公开的结构化的模拟正交负载调制功率放大器(A-OLMPA)的第一示例性实施例的示意图。

图1B是最优衰减相对于输入功率的曲线图。

图2是示出输出功率、功率增加效率(PAE)和增益响应相对于输入功率以及所需的对应最优衰减相对于输入功率步长的曲线图。

图3A示出图1A所描绘的A-OLMPA的实施例的响应，其中A-OLMPA在采用图2中建模的最优PAE衰减函数的同时连续且自主地操作。

图3B是作为载波放大器的第一放大器PA1和作为峰值放大器的第二放大器PA2的偏置电流相对于输出功率的曲线图。

图4A是示出对跟踪图2中给出的最大PAE模拟衰减表达的可变衰减器的相位(0→360)进行扫掠的响应的曲线图。

图4B是第一放大器P1和第二放大器P2的偏置电流相对于输出功率的曲线图。

图5A示出图1A的实施例的扫掠频率36GHz到40GHz的响应，其中模拟衰减器正跟踪图2中给出的最大PAE模拟衰减表达。

图5B是第一放大器和第二放大器的偏置电流相对于输出功率的曲线图。

图6A示出将电源调制应用于A-OLMPA的响应。

图6B是第一放大器PA1和第二放大器PA2的偏置电流相对于输出功率的曲线图。

图7A是类似于图1A的A-OLMPA的实施例的示意图，不同之处在于终端阻抗为短路而非开路的，并且包含移相器以使PAE最大化。

图7B是最优衰减相对于输入功率的曲线图。

图8A是描绘图7A的实施例关于PAE和输出功率的响应的曲线图。

图8B是第一放大器PA1和第二放大器PA2的偏置电流相对于图7A的实施例的输出功率的曲线图。

具体实施方式

下文阐述的实施例表示使本领域技术人员能够实践实施例并说明实践实施例的最佳模式所必需的信息。在根据附图阅读以下描述时，本领域技术人员将理解本公开的概念，并将认识到这些概念在此未特别述及的应用。应理解，这些概念和应用落入本公开和所附权利要求的范围内。

应理解，尽管术语第一、第二等在本文中可以用于描述各种元件，但这些元件不应受这些术语限制。这些术语仅用于区分一个元件与另一个元件。例如，在不脱离本公开的范围的情况下，第一元件可以被称为第二元件，并且类似地，第二元件可以被称为第一元件。如本文所用，术语“和/或”包含相关联所列项目中的一个或多个项目的任何和所有组合。

应当理解，当诸如层、区或衬底的元件被称为“在另一元件上”或“延伸到”另一元件上时，其可以直接在另一元件上或直接延伸到另一元件上，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接在另一元件上”或“直接延伸到另一元件上”时，不存在中间元件。同样，应理解，当诸如层、区或衬底的元件被称为“在另一元件上方”或“在另一元件上方延伸”时，其可以直接在另一元件上方或直接在另一元件上方延伸，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接在另一元件上方”或“直接在另一元件上方”延伸时，不存在中间元件。还将理解，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，其可以直接连接或耦合到另一元件，或者可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，不存在中间元件。

诸如“以下”或“以上”或“上”或“下”或“水平”或“竖直”的相对术语在本文中可以用于描述一个元件、层或区与如图所示的另一元件、层或区的关系。应理解，这些术语和上面讨论的那些旨在包括除附图中描绘的定向之外的装置的不同定向。

本文所用的术语仅用于描述特定实施例的目的，并且不旨在限制本公开。如本文所用，除非上下文另外明确指示，否则单数形式“一(a/an)”和“所述”也旨在包含复数形式。还应理解，当在本文中使用时，术语“包括(comprises/comprising)”和/或包含(includes/including)指定存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件，但不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或它们的群组。

除非另外定义，否则本文使用的所有术语(包含技术和科学术语)具有与本领域普通技术人员通常理解的相同含义。将进一步理解的是，除非本文明确地定义，否则本文使用的术语应被解释为具有与其在本说明书的上下文和相关技术中的含义一致的含义，并且将不以理想化或过于正式的意义来解释。

本文中参考本公开的实施例的示意性图示来描述实施例。这样，层和元件的实际尺寸可以不同，并且预期会由于例如制造技术和/或公差而与图示的形状不同。例如，说明或描述为正方形或矩形的区可以具有圆形或弯曲特征，并且示出为直线的区可以具有一些不规则性。因此，图中所说明的区是示意性的，并且其形状不旨在说明装置的区的精确形状，并且不旨在限制本公开的范围。另外，为了说明目的，结构或区的大小可以相对于其他结构或区放大，并且因此提供结构或区以说明本发明的一般结构，且可以按比例绘制或可以不按比例绘制。附图之间的共同元件在本文中可以用共同的元件标号示出，并且随后不再描述。

公开了单个射频(RF)输入和输出功率放大器实施方案，其不需要外部相位或振幅控制信号，也不需要双RF输入信号，同时实现高连续功率回退(PBO)效率。

所公开的功率放大器包含输入分配器和模拟功率检测器以及衰减装置，所述衰减装置用于将单端输入和输出高PBO功率增加效率(PAE)功率放大器配置成有利于自主操作而无需外部生成的相位和振幅控制的RF信号。

图1A是根据本公开的结构化的模拟正交负载调制功率放大器(A-OLMPA)10的第一示例性实施例的示意图。A-OLMPA 10具有第一功率放大器PA1，所述第一功率放大器具有第一输入12和第一输出14。第二功率放大器PA2具有第二输入16和第二输出18。输入正交耦合器20具有第一端口P1、第二端口P2、第三端口P3和第四端口P4。第一放大器PA1的第一输入12耦合到第四端口P4，并且第二放大器PA2的第二输入16耦合到第三端口P3。

二路分配器22被配置成将到达RF输入24的RF信号划分成两个部分。RF输入24在图1A中标记为RFin。二路分配器22具有耦合到RF输入16的分配器输入26、耦合到第一端口P1的第一分配器输出28和耦合到第二端口P2的第二分配器输出30。在此示例性实施例中，二路分配器22是威尔金森分配器，所述威尔金森分配器具有耦合在分配器输入26与第一分配器输出28之间的第一四分之一波微带32和耦合在分配器输入26与第二分配器输出30之间的第二四分之一波微带34。隔离电阻器R1耦合在第一分配器输出28与第二分配器输出30之间。

可变衰减器36耦合在第一分配器输出28与第一端口P1之间。可变衰减器36可以是由例如包含电压电平和/或电流电平的直流控制信号之类的模拟控制信号控制的模拟类型。可变衰减器36可包含有源装置，例如场效应晶体管。

延迟元件38耦合在第二分配器输出30与第二端口P2之间。由于可变衰减器28，延迟元件38被配置成在RF信号的分配部分之间维持大体上为零的相位差。

衰减控制器40具有耦合到可变衰减器40的衰减控制输入44的控制器输出42。衰减控制器40具有功率样本信号输入46，通过所述功率样本信号输入接收表示与RF信号相关联的功率信号的功率样本信号。

在这点上，功率样本信号可由外部处理器(未示出)在外部生成。然而，在图1A的示例性实施例中，功率样本信号由RF耦合器48和RF检测器50提供。RF耦合器48耦合在RF输入端子24与分配器输入26之间。RF耦合器48具有RF样本流过的样本输出52。RF检测器50耦合在样本输出52与功率样本信号输入46之间。RF检测器50被配置成生成与从RF耦合器48的样本输出52流动的RF信号或RF样本成比例的功率样本信号Vdet。RF耦合器48可以是但不限于微带定向耦合器。RF检测器50可以是但不限于基于肖特基(Schottky)二极管的检测器电路。衰减控制器40可以是但不限于被配置成生成衰减控制信号的模拟电路，所述衰减控制信号通过控制器输出42提供。在一些实施例中，衰减控制器40被配置成放大功率样本信号Vdet，和/或使功率样本信号Vdet电平移位，和/或对功率样本信号Vdet进行滤波。衰减控制器40的替代实施例可以是连接到包含衰减值与功率样本信号幅值的查找表的数字处理器。

输出正交耦合器54具有第一端口Z1、第二端口Z2、第三端口Z3和第四端口Z4。第一放大器PA1的第一放大器输出14耦合到输出正交耦合器54的第二端口Z2，并且第二放大器输出18耦合到输出正交耦合器54的第一端口Z1。第三端口Z3耦合到在图1A中标记为RFout的RF输出56。标记为Z的终端阻抗58耦合在输出正交耦合器54的第四端口Z4与固定电压节点GND1之间，在此情况下，所述固定电压节点是接地的。终端阻抗58在图1A中所描绘的实施例中为开路的。然而，在另一实施例中，终端阻抗58为短路的。在又一实施例中，终端阻抗58是具有大体上电阻性部分和大体上电抗性部分两者的反射复阻抗。电抗性部分可用于调谐带宽以用于所需操作。在另外的实施例中，终端阻抗58具有大于0且小于35欧姆或大于75欧姆的非50欧姆实部。

A-OLMPA 10通常用作平衡放大器，其中第一功率放大器PA1和第二功率放大器PA2具有大体上相同的静态偏置。二路分配器22用于产生到作为90度正交输入的第一端口P1和作为输入正交耦合器20的0度同相输入的第二端口P2的两个同相输入信号。与具有两个不同RF输入的传统双驱动放大器相反，二路分配器22为A-OLMPA 10提供单端输入和输出操作配置。正交输入路径包含可变衰减器36，所述可变衰减器为作为输入正交耦合器20的正交输入的第一端口P1馈送。这可任选地后接固定移相器部件，其用于按频率、带宽或PBO对准和中心调整功率放大器效率操作。延迟元件38可任选地用于同相输入路径中以补偿由可变衰减器36引入的延迟。为了在供应到A-OLMPA 10的偏置上产生最大效率，可以建立相对于RF输入功率Pin呈线性的分贝到分贝衰减，并将其应用于可变衰减器36。这通过以下实现：对通过RF耦合器48的RF输入功率进行采样，然后是RF检测器50提供单调检测电压(相对于Pin)，接着由衰减控制器40进行整形、DC电平移位，并应用于可变衰减器36，所述可变衰减器遵循相对于Pin特性的简单线性衰减，以在Pin上提供最佳PAE。请参见图1B，其是最优衰减(Attenuation_opt)相对于输入功率Pin的曲线图。注意最优衰减与输入功率Pin之间的相对高线性关系。

图2是示出Pout、PAE和增益响应相对于Pin以及所需的对应最优衰减相对于Pin功率步长的曲线图。最大PAE所需的最优衰减在Pin上是单调且线性的。此方面使得A-OLMPA10能够自主地模拟操作，而不需要相位和振幅在功率和频率上的外部数字控制设置。

图3A示出图1A中所描绘的A-OLMPA 10的实施例的虚线中的响应，其中A-OLMPA 10在RF耦合器48、RF检测器50和可变衰减器36采用在图2中建模的最优PAE衰减函数的情况下连续且自主地操作。图3B是作为载波放大器的第一放大器PA1和作为峰值放大器的第二放大器PA2的偏置电流相对于输出功率的曲线图。图3A和3B示出最优PAE衰减相对于Pin的简单线性关系可易于通过如图2中所示的直线建模。类似地，此优化模拟衰减方法可应用于最优振幅调制-振幅调制(AM-AM)或各向同性线性增益操作。

图4A是示出对跟踪图2中给出的最大PAE模拟衰减表达的可变衰减器36的相位(0→360)的扫掠的响应的曲线图。图4A示出用于实现最大PAE的最优相位为零且在功率上恒定。因此，通过调整随功率的相位几乎没有或没有改善PAE。模拟表明，当终端大体上为“开路”时，可以通过仅采用具有大体上为零的固定最优相位的简单模拟衰减器来实现最优PAE。由于最优PAE衰减相对于Pin遵循良好表现的单调线性函数，因此相对易于实施连续且自主的高PBO操作。图4B是第一放大器P1和第二放大器P2的偏置电流相对于输出功率的曲线图。

图5A示出图1A的实施例的扫掠频率36GHz到40GHz的响应，其中模拟衰减器正跟踪图2中给出的最大PAE模拟衰减表达。图5B是第一放大器PA1和第二放大器PA2的偏置电流相对于输出功率的曲线图。这些响应指示，A-OLMPA最大PAE响应在频率带宽上表现良好，并且相同的最优PAE衰减表达在带宽上适用。

图6A示出将电源调制应用于A-OLMPA 10的响应。图6A示出，24％的10dB PBO PAE可通过应用漏极调制提高到31％。因此，具有模拟衰减跟踪的A-OLMPA 10的拓扑有利于使用电源调制技术的混合操作。然而，连续且自主的混合操作可发生，因为A-OLMPA 10在连续模拟模式下操作而无需数字控制辅助。图6B是第一放大器PA1和第二放大器PA2的偏置电流相对于输出功率的曲线图。

图7A是类似于图1A的实施例的示意图，不同之处在于终端阻抗58为短路而非开路的，并且移相器60耦合在第一分配器输出28与输入正交耦合器20的第一端口P1之间。对于最优操作，由移相器60生成的最优固定相移的范围在130度与180度之间。当使用在图7B中给出的相同最大PAE衰减表达时，145度的值为最优的。在A-OLMPA 10的一个示例性实施例中，当输出正交耦合器54的第四端口Z4大体上端接为开路时，移相器60大体上固定在0度。在A-OLMPA 10的另一示例性实施例中，当输出正交耦合器54的第四端口Z4通过终端阻抗58大体上端接为短路时，移相器60大体上固定在145度。在又其它实施例中，移相器生成0度与130度之间的相移。

图8A和8B是描绘图7A的实施例的响应的曲线图，其中作为输出正交耦合器54的终端端口的第四端口Z4为“短路”，正交相移为145度，并且使用图2的相同最优PAE衰减表达。图8A的粗短划线曲线遵循PAE曲线(实线)的系列的包络，表明相同的最优PAE衰减表达可用于开路端接情况和短路端接情况两者。然而，与图1A的“开路”端接实施例相比，“短路”端接描绘了较低的PBO PAE范围。然而，针对“开路”端接情况而非“短路”端接情况特别调谐A-OLMPA 10。然而，应理解，相同的最大PAE衰减表达与功率的关系适用于“开路”端接情况和“短路”端接情况两者，所述端接情况可在需要时促进重新配置。图8B是第一放大器PA1和第二放大器PA2的偏置电流相对于输出功率的曲线图。

在一些实施例中，A-OLMPA 10被配置成从例如信封跟踪电路的调制电源接收调制电源电压。在一些实施例中，作为峰值放大器的第二放大器PA2被配置成在终端阻抗58大体上为开路的且可变衰减器36提供大于3dB的衰减时，从大于载波电源电压的峰值电源电压操作。在其它实施例中，作为载波放大器的第一放大器PA1被配置成在终端阻抗58大体上为短路的且可变衰减器36提供大于3dB的衰减时，从大于峰值电源电压的载波电源电压操作。

可以设想，可以组合前述方面中的任一方面，和/或如本文所描述的各种单独方面和特征以获得额外优点。除非本文相反指示，否则本文所公开的各种实施例中的任一实施例可以与一个或多个其它公开的实施例组合。

本领域技术人员将认识到对本公开的优选实施例的改进和修改。所有这种改进和修改都被认为是在本文所公开的概念和下文的权利要求的范围内。