双向功率模块化多电平谐振变换器及其功率调控方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及双向功率模块化多电平谐振变换器及其功率调控方法。

背景技术

随着大规模新能源并网、分布式配网、储能技术等迅猛发展，中压大容量变换器在众多领域得到广泛研究与应用。目前将低压半导体器件串并联技术和传统低压变换器结合或低压模块进行串并联的方案来满足大容量和高电压等级电源的应用需求。现实工程应用当中，多采用单个子模块输入测串联，输出侧并联的拓扑进行电能变换。但是，随着输入电压的增加，每个模块的隔离变压器体积也会同步提升，降低变换器转换效率和功率密度。模块化多电平变换器(MMC)技术的兴起，集中式变压器的方案也随着提出，减小变压器等磁性元件所占体积和损耗，其中模块化多电平谐振变换器其输入侧采用多模块串联，通过模块化的方式能灵活运用在不同电压等级。目前中压大功率变换器能量单相流动拓扑较少，能量双向流动的集中式变压器方案多以MMC和双有源桥变换器相结合，其在能量传输过程当中存在高电流时的关断损耗和频率相对较低等问题，因此损耗大和效率低。谐振式结构可以实现全负载范围下子模块功率器件软开关，结合模块化多电平结构和谐振式结构二者优势可以实现在宽输入电压范围下运行，在中压供电领域具有广泛应用前景。目前现有的结合模块化多电平结构和谐振式变换器只存有单向的功率传导控制方法，无法满足配电网、储能技术需要的变换器来实现双向功率传输。

发明内容

针对现有技术所存在的上述问题，本发明提出了一种双向功率模块化多电平谐振变换器及其功率调控方法，用来克服现有技术中的不足。该发明利用模块化多电平直流变换器工作频率可调的控制自由度，实现模块化多电平谐振变换器功率在中高压侧和低压侧连续精准调节。相比传统DAB变换器移相调功率方案，采用谐振式结构可实现宽功率变化范围功率器件软开关，降低能量传输过程当中的关断损耗；变换器工作频率的高频化，可实现变压器体积降低，进而减小损耗，提高变换器效率。

本发明的技术方案具体如下：

一种双向功率模块化多电平谐振变换器，包括直流输入电容、模块化多电平电路、谐振电路、中高频变压器、整流电路和输出电容；所述直流输入电容有两个；所述模块化多电平电路分为上、下两个桥臂，每个桥臂由N个相同的半桥子模块和一个桥臂电感串联组成；所述谐振电路耦接在模块化多电平电路上；所述中高频变压器原边一极经过谐振电路的谐振电容连接至上下桥臂的连接点，另一极接至两个直流输入电容的连接点，中高频变压器副边、输出整流电路和输出电容顺次连接；所述双向功率模块化多电平谐振变换器上还设置有用于检测输入侧电流或输出侧电流并调节双向功率模块化多电平谐振变换器工作频率的反馈控制环节；

所述整流电路为全桥整流电路，包括开关器件T

作为本发明的优选方案，模块化多电平电路的上、下两个桥臂的桥臂电感绕制在同一磁芯上，以保证上、下两个桥臂电感量的相等，并实现桥臂电感与谐振电路的解耦设计。

本发明还提供一种上述的双向功率模块化多电平谐振变换器的功率调控方法，具体为：通过反馈控制环节对输入侧电流或输出侧的电流进行检测并调节模块化多电平谐振变换器的工作频率，再通过均压算法得到模块化多电平电路和整流电路的驱动信号，精确调控功率大小和方向。

作为本发明的优选方案，所述通过调节模块化多电平谐振变换器的工作频率具体为：通过反馈控制环节检测输入侧或输出侧的电流，根据检测的电流值与预期的电流值进行比较，用比例积分闭环控制方法调节模块化多电平直流变换器的工作频率，改变谐振网络的增益，调控输入侧和输出侧的功率传输。

作为本发明的优选方案，用比例积分闭环控制方法调节模块化多电平直流变换器的工作频率具体为：当检测的电流值低于预期的电流值时，需要增大谐振网络增益，通过闭环反馈环节减小模块化多电平谐振变换器的工作频率，进而使采样电流值达到预期的电流值；当检测电流值高于预期的电流值时，需要减小谐振网络增益，通过闭环反馈环节增大模块化多电平谐振变换器的工作频率，进而使检测的电流值达到预期的电流值。

作为本发明的优选方案，所述通过均压算法得到模块化多电平电路和整流电路的驱动信号具体为：一个方波周期里，桥臂子模块有N个子模块采用准方波调制进行投入/切除，将直流输入电压逆变为交流方波；变压器副边整流电路与桥臂子模块具有相同的开关频率但同一侧上下开关器件施加非互补导通的驱动信号，其导通占空比为：

其中f

模块化多电平电路上桥臂子模块电容投入时，整流电路的T

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果有：

1)本发明采用谐振变换器的结构和全桥整流电路，克服了现有技术采用不控整流模块无法实现功率双向流动的问题，从拓扑上得到改进。

2)本发明通过调节模块化多电平谐振变换器的工作频率，并采用均压算法得到模块化多电平电路和全桥整流电路的驱动信号，精确调控功率大小和方向，克服了传统功率双向变换器开关损耗高、工作频率低的问题，从而降低了变换器的损耗，提高功率密度。

3)本发明采用的控制方法仅改变变换器的工作频率即可实现功率调控，控制方法简单，效果显著。

附图说明

图1为模块化多电平谐振变换器拓扑结构图。

图2为模块化多电平谐振变换器功率流动控制架构图。

图3为模块化多电平变换器桥臂电压控制方法图。

图4为正向功率调节方法示例图。

图5为零功率调节方法示例图。

图6为负向功率调节方法示例图。

图7为功率调节实施例图。

具体实施方式

为了更加具体清晰地描述本发明提出的方法，下面结合附图及实际案例对本发明的技术实施方案进行详细说明。

如图1所示，模块化多电平谐振变换器包括直流输入电容、模块化多电平电路、谐振电路、中高频变压器、整流电路和输出电容。其中，直流输入电容有两个；模块化多电平电路分为上、下两个桥臂，每个桥臂由N个相同的半桥子模块和一个桥臂电感串联而成，上、下桥臂电感绕制在同一个磁芯上，采用耦合绕制方式，可以保证上下桥臂电感量的相等，并使桥臂电感在交流侧等效电感量为零，实现桥臂电感和谐振电路中电感的解耦设计。谐振电路可以为LLC谐振电路、CLLC谐振电路或CLLLC谐振电路，本实施例中谐振电路为LLC谐振电路，由谐振电容、变压器漏感和励磁电感组成。中高频变压器副边、输出整流电路和输出电容顺次连接；变压器副边整流电路采用可控器件构成的全桥结构，包括开关器件T

为了解决双向功率传输问题，本发明提出了一种双向功率模块化多电平谐振变换器及其功率调控方法。如图2所示，变换器的控制框架构图，通过反馈控制环节对输入侧电流或输出侧的电流进行检测根据检测的电流值与预期的电流值进行比较，用比例积分闭环控制方法调节模块化多电平直流变换器的工作频率，当检测的电流值低于预期的电流值时，需要增大谐振网络增益，通过闭环反馈环节减小模块化多电平谐振变换器的工作频率，进而使采样电流值达到预期的电流值；当检测电流值高于预期的电流值时，需要减小谐振网络增益，通过闭环反馈环节增大模块化多电平谐振变换器的工作频率，进而使检测的电流值达到预期的电流值。再通过均压算法得到模块化多电平电路和整流电路的驱动信号，精确调控功率大小和方向，具体为：一个方波周期里，桥臂子模块有N个子模块采用准方波调制进行投入/切除，将直流输入电压逆变为交流方波；变压器副边整流电路与桥臂子模块具有相同的开关频率但同一侧上下开关器件施加非互补导通的驱动信号，其导通占空比为：

其中f

模块化多电平电路上桥臂子模块电容投入时，整流电路的T

如图3所示为模块化多电平电路的桥臂电压波形图和驱动信号波形图，桥臂间相邻驱动信号间存在移相角θ，施加于上桥臂，使其生成多电平阶梯波，同理施加一组互补的驱动信号于下桥臂，使得上下桥臂电压之和为输入电压值。采用这样的调制策略，可以减小dv/dt对变压器的应力冲击，降低中高频变压器绝缘设计难度。

图4所示为正向功率调节方法示例，忽略桥臂间子模块的驱动信号小移相角的影响，上桥臂Arm

图5所示为零功率调节方法示例，桥臂子模块投入/切除与副边开关管的开通/关断和上述调节过程相同。此时工作频率为功率临界频率，传输功率为零。副边开关管的开通/关断均可实现软开关。在此功率临界频率基础上，减小工作频率，传输功率为正；增加工作频率，传输功率为负。

图6所示为负向功率调节方法示例，桥臂子模块投入/切除与副边开关管的开通/关断和上述调节过程相同。此时工作频率为功率临界频率，传输功率为零。副边开关管的开通/关断均可实现软开关。此时工作频率较高，功率方向为负，副边开关管的开通可实现软开关。随着频率的升高传输功率增加。

为了展示本发明基于频率调节的模块化多电平直流变换器功率调控方法的实施效果，在PLECS电气仿真软件中搭建了仿真模型进行了验证。仿真模型主要参数如下：中高压侧电压10kV，低压侧电压400V，最大输出功率100kW，桥臂子模块数为12，谐振频率12kHz，调整模块化多电平谐振变换器的工作频率控制传输功率，表1为实施案例的参数值。

表1

图7展示了传输功率指令变化时，调工作频率对传输功率调控的效果图。100kW输出工况下，低压侧电流为250A，此时工作频率为8kHz；功率指令变化到零时，经闭环调控后，低压侧电流为0A，此时工作频率为9.7kHz；功率指令变化到-100kW时，经闭环调控后，低压侧电流为-250A，此时工作频率为11.5kHz。该仿真结果验证了本发明所提调压方法的优良效果。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。