应用于电源转换器的同步整流控制器及其于启动阶段的启动方法

技术领域

本发明涉及一种同步整流控制器及其启动方法，尤指一种应用于电源转换器的同步整流控制器及其于启动阶段的启动方法。

背景技术

由于信息产业近年来快速发展，电源供应器扮演重要角色，尤其是大型信息设备所需功率逐渐增加，因此电源供应器输出功率因负载需求也逐渐增大。其中，电源供应器内部主要进行电力转换的电路系为电源转换器。电源转换器主要具有将输入电压转换输出电压的功能，且提供电压值稳定的输出电压供应负载运作。电源转换器内部通常具有数个开关与至少一个功率电感，通过内部的控制器控制数个开关交错地导通与关断来使功率电感储能和释能来控制电源转换器将输入电压转换输出电压。

如图1所示为现有的电源转换器的电路方块图，电源转换器100具有隔离一次侧电路100-1、二次侧电路100-2、变压器100-3、主控制器1、整流开关SR及同步整流控制器2。主控制器1用以控制功率开关Q的切换而转换输入电压Vin，且同步整流控制器2基于功率开关Q的切换，同步地控制整流开关SR的切换，以使电源转换器100提供输出电压Vo对负载200供电。当电源转换器100处于刚接收输入电压Vin的启动状态，且电源转换器100内部元件为理想状态时，同步整流控制器2不会输出驱动信号S_DR导通整流开关SR。然而，在电源转换器100内部元件为非理想状态下，整流开关SR的汲极D与闸极G之间具有寄生电容Cgd。因此，当一次侧电路100-1的部分能量通过变压器100-3耦合至二次侧电路100-2时，寄生电容Cgd有可能被充电而导致整流开关控制端G的电压上升，导至电源转换器100处于刚接收输入电压Vin的启动状态下，整流开关SR受寄生电容Cgd的影响而误导通。

因此，为了避免电源转换器100处于刚接收输入电压Vin的启动状态下，整流开关SR受寄生电容Cgd的影响而误导通，现有避免整流开关SR误导通的方式不外乎为，利用预先决定好的电压来调整死区时间，以在死区时间内死锁整流开关SR来避免整流开关SR误导通。或者，利用电流源对储能元件充电，以在储能元件未充电到预定电压时死锁整流开关SR来避免整流开关SR误导通。然而，上述的死区时间调整或是电流源对储能元件充电的方式，需要同步整流控制器2已可运作(或部分运作)的状况下才可执行上述的操作。因此，现有避免整流开关SR误导通的方式仍然有可能会因为同步整流控制器2尚未运作而仍然发生整流开关SR误导通的状况。

所以，如何设计出一种应用于电源转换器的同步整流控制器及其于启动阶段的启动方法，以使得同步整流控制器2尚未运作的状况下，仍可控制整流开关的闸极与源极之间的跨压于电源转换器处于启动状态期间锁定在关断状态，避免整流开关受寄生电容的影响而发生误导通的状况，乃为本案创作人所欲行研究的一大课题。

发明内容

为了解决上述问题，本发明提供一种应用于电源转换器的同步整流控制器，以克服现有技术的问题。

因此，本发明的同步整流控制器耦接电源转换器的二次侧的整流开关，整流开关包括整流开关控制端、整流开关第一端与整流开关第二端，且同步整流控制器包括驱动信号端、电源接收端、晶体管及启动控制模块。驱动信号端耦接整流开关控制端，且电源接收端接收工作电压。电源接收端于工作电压高于工作电压阈值时，且同步整流控制器可通过驱动信号端输出驱动信号。晶体管包括晶体管第一端、晶体管第二端及晶体管控制端，晶体管第一端耦接整流开关控制端，且晶体管第二端耦接整流开关第二端。启动控制模块耦接晶体管控制端，且基于工作电压低于工作电压阈值，通过晶体管的导通而限制整流开关控制端与整流开关第二端之间的跨压低于整流开关的第一阈值电压。

其中，该工作电压高于该工作电压阈值时，令该晶体管常闭关断。

其中，该晶体管为P型通道晶体管，且该启动控制模块为一驱动电路；该驱动电路通过该驱动信号端耦接该整流开关控制端，且用以于该工作电压高于该工作电压阈值时，提供该驱动信号驱动该整流开关导通。

其中，当该晶体管第一端与该晶体管控制端的一控制跨压低于该晶体管的一第二阈值电压时，该晶体管导通。

其中，该驱动电路的一端耦接该电源接收端与该晶体管控制端，以于该工作电压高于该工作电压阈值时，该工作电压驱使该控制跨压始终高于该第二阈值电压而使该晶体管常闭关断。

其中，该第一阈值电压为一整流开关临界电压，且该晶体管临界电压小于该整流开关临界电压。

其中，该晶体管为N型通道晶体管，且该同步整流控制器更包括一驱动电路；该驱动电路通过该驱动信号端耦接该整流开关控制端，且用以于该工作电压高于该工作电压阈值时，提供该驱动信号驱动该整流开关导通。

其中，该启动控制模块包括：一电压控制电路，包括一输入端与一输出端，该输入端耦接该整流开关第一端，且该输出端耦接该晶体管控制端；其中，该输入端接收一汲极电压，且输出端提供相应于该汲极电压的一控制电压；当该工作电压低于该工作电压阈值，且该控制电压上升而使该晶体管控制端与该晶体管第二端的一控制跨压高于一第二阈值电压时，该该晶体管导通；当该工作电压低于该工作电压阈值，且该控制电压下降而使该控制跨压低于该第二阈值电压时，该电压控制电路控制该晶体管关断。

其中，该电压控制电路限制该控制电压的一最高值与一最低值，且该最高值与该最低值基于该晶体管的规格而定。

其中，该启动控制模块包括：一电位判断电路，一端耦接该晶体管控制端，且另一端耦接该电源接收端；其中，当该电位判断电路判断该工作电压高于该工作电压阈值时，该电位判断电路使该控制电压下降而控制该控制跨压低于该第二阈值电压，以使该晶体管常闭关断。

为了解决上述问题，本发明提供一种电源转换器于启动阶段的整流开关启动方法，以克服现有技术的问题。因此，本发明整流开关耦接电源转换器的二次侧，且包括整流开关控制端、整流开关第一端与整流开关第二端。整流开关启动方法包括下列步骤：(a)接收工作电压，且于工作电压低于工作电压阈值时，通过导通晶体管而限制整流开关控制端与整流开关第二端之间的跨压低于整流开关的第一阈值电压。(b)基于工作电压高于工作电压阈值时，令晶体管常闭关断。(c)通过驱动电路提供驱动信号驱动整流开关导通。

其中，该晶体管为P型通道晶体管，且该整流开关启动方法更包括下列步骤：当该工作电压低于该工作电压阈值，且该晶体管第一端与晶体管控制端该的一控制跨压低于该晶体管的一第二阈值电压时，该晶体管导通；及当该工作电压高于该工作电压阈值时，该工作电压驱使该控制跨压始终高于该第二阈值电压而使该晶体管常闭关断。

其中，该晶体管为N型通道晶体管，且该整流开关启动方法更包括下列步骤：接收该整流开关第一端的一汲极电压，且提供相应于该汲极电压的一控制电压；当该工作电压低于该工作电压阈值，且该控制电压上升而使该晶体管控制端与该晶体管第二端的一控制跨压高于一第二阈值电压时，控制该晶体管导通；及当该工作电压低于该工作电压阈值，且该控制电压下降而使该控制跨压低于该第二阈值电压时，控制该晶体管关断。

其中，更包括下列步骤：基于该晶体管的规格限制该控制电压的一最高值与一最低值。

其中，更包括下列步骤：判断该工作电压是否高于该工作电压阈值；及基于该工作电压高于该工作电压阈值，使该控制电压下降而控制该控制跨压低于该第二阈值电压，以使该晶体管常闭关断。

本发明的主要目的及功效在于，基于工作电压低于工作电压阈值，通过晶体管的导通而限制整流开关控制端与整流开关第二端之间的跨压低于整流开关的第一阈值电压，即可使整流开关的跨压于电源转换器处于启动状态期间锁定在关断状态，避免整流开关受寄生电容的影响而发生误导通的状况。

为了能更进一步了解本发明为达成预定目的所采取的技术、手段及功效，请参阅以下有关本发明的详细说明与附图，相信本发明的目的、特征与特点，当可由此得一深入且具体的了解，然而所附图式仅提供参考与说明用，并非用来对本发明加以限制。

附图说明

图1为现有的电源转换器的电路方块图；

图2为本发明具有同步整流控制器的电源转换器的电路方块图；

图3A为本发明用于电源转换器的同步整流控制器第一实施例的电路方块图；

图3B为本发明用于电源转换器的同步整流控制器第一实施例的波形图；

图4A为本发明用于电源转换器的同步整流控制器第二实施例的电路方块图；

图4B为本发明用于电源转换器的同步整流控制器第二实施例的波形图；

图5A为本发明电压控制电路的第一实施例的电路示意图；

图5B为本发明电压控制电路的第二实施例的电路示意图；及

图6为本发电源转换器于启动阶段的整流开关启动方法的方法流程图。

其中，附图标记：

100…电源转换器

100-1…一次侧电路

Q…功率开关

1…主控制器

100-2…二次侧电路

SR…整流开关

D…汲极

G…整流开关控制端、闸极

S…源极

SR1(D)…整流开关第一端

SR2(S)…整流开关第二端

Cgd…寄生电容

2…同步整流控制器

DR…驱动信号端

IN…电源接收端

VDD…电源端

Cs…储能电路

M…晶体管

M1(S)、M1(D)…晶体管第一端

M2(D)、M1(S)…晶体管第二端

M3(G)…晶体管控制端

22…启动控制模块

220…电压控制电路

220-1…输入端

220-2…输出端

SW1…第一开关

ZD…稳压器

222…电位判断电路

Cc…比较器

SW2…第二开关

R…电阻

24…驱动电路

C…电容

100-3…变压器

200…负载

Vin…输入电压

Vo…输出电压

Vdd…工作电压

Vgs_SR…跨压

Vth_SR…第一阈值电压

Vgs…控制跨压

Vth_M…第二阈值电压

Vd_SR…汲极电压

Vc…控制电压

V_max…最高值

V_min…最低值

Vref…参考电压

S_DR…驱动信号

I、II…波型

t1～t2…时间

(S100)～(S300)…步骤

具体实施方式

兹有关本发明的技术内容及详细说明，配合图式说明如下：

请参阅图2为本发明具有同步整流控制器的电源转换器的电路方块图。电源转换器100接收输入电压Vin，且耦接负载200。电源转换器100包括隔离一次侧电路100-1、二次侧电路100-2、变压器100-3及主控制器1，且变压器100-3耦接一次侧电路100-1与二次侧电路100-2之间。主控制器1耦接一次侧电路100-1的功率开关Q，且主控制器1用以控制功率开关Q的切换而转换输入电压Vin，以使一次侧电路100-1将所转换出的能量通过变压器100-3提供至二次侧电路100-2。电源转换器100更包括同步整流控制器2，且二次侧电路100-2包括整流开关SR。

整流开关SR耦接变压器100-3与电源转换器100的输出端之间，且同步整流控制器2耦接整流开关SR。同步整流控制器2基于功率开关Q的切换，同步地控制整流开关SR的切换，以将变压器100-3的能量转换为输出电压Vo，使二次侧电路100-2提供输出电压Vo对负载200供电。具体而言，整流开关SR一般可为金氧半场效晶体管(MOSFET)，且包括整流开关控制端G、整流开关第一端SR1与整流开关第二端SR2，此三端例如可分别对应闸极(Gate)、汲极(Drain)与源极(Source)。同步整流控制器2包括驱动信号端DR、电源接收端IN、电源端VDD及储能电路Cs，且驱动信号端DR耦接整流开关控制端G。

电源接收端IN耦接电源转换器100的输出端，且接收输出电压Vo。储能电路Cs耦接电源接收端IN与电源端VDD，且将输出电压Vo转换为工作电压Vdd。电源端VDD耦接储能电路Cs与电容C，而电容C储存工作电压Vdd，以提供同步整流控制器2运作所需的工作电压Vdd。其中，储能电路Cs例如但不限于可以为低压差稳压器(Low-dropout regulator；LDO)但不以此为限。此外，电源接收端IN与储能电路Cs的配置仅是为了对电容C充电而建立工作电压Vdd。因此，并不以图2的电路架构为限(以虚线表示)，举凡可对电容C充电而建立工作电压Vdd的电路配置，皆应包含在本实施例的范畴当中。

当电源转换器100未接收输入电压Vin时，同步整流控制器2运作所需的工作电压Vdd并未建立，此时电源转换器100并未开始运作。当电源转换器100开始接收输入电压Vin的瞬时期间，电源转换器100内的各个储能元件开始储能，使储能元件的电压开始上升(例如由0V开始上升至12V)。但于此瞬时下，各个储能元件的电压尚在逐渐上升，尚未建立稳定的工作电压Vdd。因此同步整流控制器2的电源端VDD尚未接收到够高的工作电压Vdd而仍无法正常运作，但输入电压Vin已供应至一次侧电路100-1，且部分能量还可通过变压器100-3耦合至二次侧电路100-2。因此，此瞬时也称之为电源转换器100的启动状态。待各个储能元件建-立稳定正常的工作电压Vdd电压后，主控制器1与同步整流控制器2可被完整地驱动，主控制器1与同步整流控制器2即可控制电源转换器100转换输入电压Vin为输出电压Vo。因此，此稳态也称之为电源转换器100的正常运作状态。

同理，当电源转换器100处于启动状态时，工作电压Vdd虽在逐步上升，但低于同步整流控制器2所设定的工作电压阈值，因此同步整流控制器2尚未完整被驱动而无法正常运作。反之，当电源转换器100处于正常运作状态时，工作电压Vdd高于工作电压阈值，因此同步整流控制器2可被完整地驱动，且可通过驱动信号端DR输出驱动信号S_DR至整流开关控制端G，以通过驱动信号S_DR控制整流开关SR导通。其中，工作电压阈值较佳地，可以设定在同步整流控制器2的欠电压保护(UVP)点位，主要是同步整流控制器2通常在工作电压Vdd高于欠电压保护(UVP)点位时，可以正常地运作。反之，同步整流控制器2通常在工作电压Vdd低于欠电压保护(UVP)点位时，进入欠电压保护(UVP)地保护程序。但并不以此为限，其可以设定在例如但不限于，高于欠电压保护(UVP)点位，以使同步整流控制器2具有双重保护的能力。

因此，为避免发生上述状况，本发明主要特征及功效在于，同步整流控制器2更包括晶体管M与启动控制模块22。晶体管M包括晶体管第一端M1、晶体管第二端M2及晶体管控制端M3，晶体管第一端M1耦接整流开关控制端G，且晶体管第二端M2耦接整流开关第二端SR2(源极S)。启动控制模块22耦接晶体管控制端M3与电源端VDD，且基于工作电压Vdd低于工作电压阈值，通过晶体管M的导通而限制整流开关控制端G与整流开关第二端SR2之间的跨压Vgs_SR低于整流开关SR的第一阈值电压Vth_SR(即整流开关SR的临界电压Vth)。如此，即可使整流开关SR的跨压Vgs_SR于电源转换器100处于启动状态期间不会高于第一阈值电压Vth_SR而锁定在关断状态，避免整流开关SR受寄生电容Cgd的影响而发生误导通的状况。反之，当电源转换器100处于正常运作状态时，工作电压Vdd高于工作电压阈值，因此同步整流控制器2令晶体管M常闭关断，以避免晶体管M误导通而致使整流开关SR被错误地导通/关断。同时，同步整流控制器2一般可基于整流开关SR整流开关第一端SR1与整流开关第二端SR2之间的跨压而提供驱动信号S_DR来选择性地导通整流开关SR，以同步地控制整流开关SR的切换。

请参阅图3A为本发明用于电源转换器的同步整流控制器第一实施例的电路方块图、图3B为本发明用于电源转换器的同步整流控制器第一实施例的波形图，复配合参阅图2，且反复参阅图3A～3B。在图3A中，晶体管M为P型通道晶体管，且启动控制模块22即为用以提供驱动信号S_DR的驱动电路24。晶体管第一端M1(源极S)耦接整流开关控制端G，且晶体管第二端M2(汲极D)耦接整流开关第二端SR2(源极S)。驱动电路24通过驱动信号端DR耦接整流开关控制端G，且驱动电路24的一端耦接电源端VDD与晶体管控制端M3(闸极G)。当工作电压Vdd低于工作电压阈值时，驱动电路24无法提供驱动信号S_DR驱动整流开关SR导通。反之，当工作电压Vdd高于工作电压阈值时，驱动电路24可提供驱动信号S_DR驱动整流开关SR导通。

另外一方面，当工作电压Vdd低于工作电压阈值时，晶体管M系依据晶体管M各端点的电压差来自行导通/关断。当输入电压Vin的部分能量耦合至二次侧电路100-2而使整流开关第一端SR1(D)电压上升，且通过整流开关SR寄生电容Cgd而使得整流开关控制端G的电压上升时，晶体管第一端M1(源极S)的电压上升。当晶体管控制端M3(闸极G)与晶体管第一端M1(源极S)之间的控制跨压Vgs(即Vg-Vs)低于P型通道晶体管M的第二阈值电压Vth_M(即P型信道晶体管M的临界电压Vth)时，晶体管M导通，使得整流开关控制端G被旁路到整流开关第二端SR2(源极S)。因而使得整流开关控制端G的电压下降，避免整流开关控制端G与整流开关第二端SR2(S)之间的跨压Vgs_SR错误地高于整流开关SR的第一阈值电压Vth_SR而导致整流开关SR误导通的状况。

在图3B中，显示整流开关控制端G与第二端SR2(S)之间的跨压Vgs_SR，虚线波型I为未加入启动控制模块22前，整流开关控制端G受寄生电容Cgd影响而可能致使整流开关SR误导通的整流开关的跨压Vgs_SR波型，实线波型II为加入图3A的启动控制模块22后，整流开关控制端G的波型。时间t1～t2为工作电压Vdd尚未建立，且整流开关SR的跨压Vgs_SR受到一次侧电路100-1作动的影响(例如但不限于功率开关Q的导通/关断)，收到由变压器100-3部分能量的耦合而上升的状况。为避免当晶体管M的控制跨压Vgs尚未低于晶体管M的第二阈值电压Vth_M时，整流开关SR的跨压Vgs_SR已高于第一阈值电压Vth_SR而使整流开关SR导通的状况，因此在元件的选用上，晶体管M的第二阈值电压Vth_M(绝对值)需小于整流开关SR的第一阈值电压Vth_SR，如图3B中的时间t1中，第二阈值电压Vth_M(绝对值)与第一阈值电压Vth_SR的差距可以避免整流开关SR先行导通的状况。

例如：P型信道晶体管M的第二阈值电压Vth_M可选择为-2V，整流开关SR的第一阈值电压Vth_SR可选择为3V。当工作电压Vdd与整流开关第二端SR2(S)均为0V，且整流开关控制端G的电压随着整流开关第一端SR1(D)电压上升至2.2V时：P型通道晶体管M的控制跨压Vgs_M为-2.2V，已经低于-2V而使得P型通道晶体管M导通；如此整流开关SR的控制跨压Vgs_SR最高只会上升到2.2V，稍后会随着P型通道晶体管M导通而逐渐下降，全程都低于3V而使得整流开关SR保持关断。

另外一方面，由于晶体管M为P型通道晶体管，因此当工作电压Vdd低于工作电压阈值，例如：接近0V，且晶体管M导通的时间t1～t2之间，虽然晶体管M保持在导通状态，使整流开关SR的控制跨压Vgs_SR下降；但当整流开关控制端G、亦即P型通道晶体管M的第一端M1源级S的电压向晶体管M第二端M2汲级D的0V接近，使P型通道晶体管M的控制跨压Vgs_M不再低于第二阈值电压Vth_M时，例如：自-2.2V上升到-2V，则会使P型通道晶体管M关断，无法再降低整流开关控制端G的电压。因而使得在时间t1～t2之间，整流开关控制端G的电压虽然会下降，但不会下降至0，而是能下降到维持P型通道晶体管M的控制跨压Vgs_M低于第二阈值电压Vth_M的最低电压位准。

当电源转换器100处于正常运作状态时，代表工作电压Vdd已高于工作电压阈值。当工作电压Vdd高于工作电压阈值时，代表P型通道晶体管M控制跨压Vgs始终高于第二阈值电压Vth_M。因此，于电源转换器100处于正常运作状态时，P型通道晶体管M被自然且无需控制地常闭关断。

具体而言，由于驱动电路24的一端耦接电源端VDD与晶体管控制端M3，因此晶体管控制端M3的电压会逐渐上升至工作电压Vdd的稳态值(即建立完成后的电压值)。如此，驱动电路24所提供的驱动信号S_DR只要能够小于工作电压Vdd加上第二阈值电压Vth_M，即可使P型通道晶体管M控制跨压Vgs始终低于第二阈值电压Vth_M，而避免晶体管M导通。

请参阅图4A为本发明用于电源转换器的同步整流控制器第二实施例的电路方块图、图4B为本发明用于电源转换器的同步整流控制器第二实施例的波形图，复配合参阅图2～3B，且反复参阅图4A～4B。在图4A中，晶体管M为N型信道晶体管，且驱动电路24配置在启动控制模块22外。晶体管第一端M1(汲极D)耦接整流开关控制端G，且晶体管第二端M2(源极S)耦接整流开关第二端SR2(源极S)。当工作电压Vdd高于工作电压阈值时，驱动电路24可输出驱动信号端S_DR至整流开关控制端G而选择性地驱动整流开关SR导通。当工作电压Vdd低于工作电压阈值时，驱动电路24则无法输出该驱动信号S_DR驱动整流开关SR导通。

启动控制模块22包括电压控制电路220与电位判断电路222，且电压控制电路220包括输入端220-1与输出端220-2。输入端220-1耦接整流开关第一端SR1(汲极D)，且输出端耦接晶体管控制端M3(闸极G)。电位判断电路222的一端耦接晶体管控制端M3(闸极G)，且电位判断电路222的另一端耦接电源端VDD。

电压控制电路220由输入端220-1接收汲极电压Vd_SR，且于输出端提供相应于汲极电压Vd_SR的控制电压Vc。其中，控制电压Vc的大小与汲极电压Vd_SR相同或呈正相关关系，且电压控制电路220还限制控制电压Vc的最高值V_max与最低值V_min，以避免过高/过低的电压冲击晶体管M而导致晶体管M损坏。因此，电压控制电路220默认的最高值V_max与最低值V_min系基于晶体管M的规格而定。

当工作电压Vdd低于工作电压阈值，且输入电压Vin的部分能量耦合至二次侧电路100-2而使整流开关第一端SR1(汲极D)电压上升时，则通过整流开关SR寄生电容Cgd会使得整流开关控制端G的电压随之上升。电压控制电路220由输入端220-1接收汲极电压Vd_SR，且于输出端提供正相关于汲极电压Vd_SR的控制电压Vc至晶体管控制端M3(闸极G)，因此控制电压Vc也呈上升的电压波形。当控制电压Vc的上升而使晶体管控制端M3(闸极G)与晶体管第二端M2(源极S)的控制跨压Vgs(即Vg-Vs)高于第二阈值电压Vth_M(即N型信道晶体管M的临界电压Vth)时，晶体管M导通，使得整流开关控制端G被旁路到接地的整流开关第二端SR2(源极S)。因而使得整流开关控制端G的电压下降，避免整流开关控制端G的电压高于整流开关SR的第一阈值电压Vth_SR而导致整流开关SR误动作导通的状况。当控制电压Vc的下降而使晶体管控制端M3(闸极G)与晶体管第二端M2(源极S)的控制跨压Vgs(即Vg-Vs)低于第二阈值电压Vth_M(即N型信道晶体管M的临界电压Vth)时，晶体管M关断，使得整流开关控制端G与整流开关第二端SR2(源极S)之间的路径为断路。

其中，由于晶体管控制端M3(闸极G)的控制电压Vc正相关于汲极电压Vd_SR，因此当电源转换器100处于启动状态时，变压器100-3所传递至整流开关第一端SR1(汲极D)的能量配合整流开关SR寄生电容的影响而可能会导致汲极电压Vd_SR产生突波(例如图4B的时间t1～t2)，因而造成晶体管M受突波的影响而导致晶体管M损坏。因此，电压控制电路220通过限制控制电压Vc的最高值V_max(例如但不限于，时间t1)，即可避免过高的正电压突波而导致晶体管M损坏。同样地，电压控制电路220通过限制控制电压Vc的最低值V_min(例如但不限于，时间t2)，即可避免过低的负电压突波而导致晶体管M损坏。

在图4B中，显示整流开关控制端G与第二端SR2(S)之间的跨压Vgs_SR。虚线波型I为未加入启动控制模块22前，整流开关控制端G受寄生电容Cgd影响而可能致使整流开关SR误导通的跨压Vgs_SR波型，实线波型II为加入图4A的启动控制模块22后，整流开关控制端G的波型。时间t1～t2为工作电压Vdd尚未建立，且整流开关SR的跨压Vgs_SR受到一次侧电路100-1作动的影响(例如但不限于功率开关Q的导通/关断)，收到由变压器100-3部分能量的耦合而上升的状况。由于晶体管M为N型通道晶体管，因此电源转换器100处于启动状态时，整个二次侧电路100-2可能会有电位的地方在于整流开关第一端SR1(汲极D)，且接地的整流开关第二端SR2(源极S)的电位为0。

在具有汲极电压Vd_SR的情况，电压控制电路220输出控制电压Vc至晶体管控制端M3(闸极G)，且晶体管第二端M2(源极S)的电位为0。如此，当工作电压Vdd低于工作电压阈值，且晶体管M导通后，整流开关控制端G系耦接到晶体管第一端M1(汲极D)，纵使整流开关控制端G电压下降至0V，也不会影响N型通道晶体管M的控制跨压Vgs，晶体管M仍能持续导通。因此，相较于图3A～3B，图4A～4B的N型通道晶体管可在晶体管M导通后，可持续地导通至使整流开关控制端G的电压下降至0(如图4B中的时间t1之后)。

当电源转换器100处于正常运作状态时，代表工作电压Vdd已高于工作电压阈值。当工作电压Vdd高于工作电压阈值时，电位判断电路222可判断出工作电压Vdd高于工作电压阈值。当电位判断电路222判断出工作电压Vdd高于工作电压阈值时，电位判断电路222使晶体管M控制端G的电压下降，以使晶体管M的控制跨压Vgs低于第二阈值电压Vth_M(即N型信道晶体管M的临界电压Vth)，以使晶体管M常闭关断。因此，以避免晶体管M误导通而致使整流开关SR被错误地导通/关断。

本发明同步整流控制器第二实施例中的电压控制电路，基本上提供波形跟随与电压控制功能，请参阅图5A为本发明电压控制电路的第一实施例的电路示意图、图5B为本发明电压控制电路的第二实施例的电路示意图，复配合参阅图2～4B。在图5A中，电压控制电路220包括第一开关SW1与稳压器ZD。在整流开关第一端SR1(汲极D)具有汲极电压Vd_SR时，汲极电压Vd_SR通过第一开关SW1而被部分耦合至输出端220-2，以使电压控制电路220由输出端220-2提供波形变化系跟随汲极电压Vd_SR，但电压变化范围较小的控制电压Vc至晶体管控制端M3(闸极G)。因应汲极电压Vd_SR范围变化可能较大，稳压器ZD用以箝位限制控制电压Vc的最高值V_max与最低值V_min，以避免控制电压Vc变化超过晶体管M控制端G闸级的所能承受的输入电压范围。其中，第一开关SW1与稳压器ZD的连接关系如图5A所示，在此不再加以赘述。

电位判断电路222包括比较器Cc与第二开关SW2，且比较器Cc用以比较工作电压Vdd与参考电压Vref，以通过期比较的结果控制第二开关SW2导通/关断。因此，晶体管控制端M3(闸极G)可通过第二开关SW2的导通而被接地，进而使控制电压Vc下降。其中，比较器Cc与第二开关SW2的连接关系也如图5A所示，在此不再加以赘述。

图5B与图5A的电压控制电路220主要差异在于，图5A的第一开关SW1为N型通道晶体管，图5B的第二开关SW2为P型通道晶体管。因此，其电路的连接关系系依照开关SW的种类而定，但主要的精神皆为相同，在此不再加以赘述。另外一方面，图5B与图5A的电位判断电路222主要差异在于，增加了一电阻R用以于第二开关SW2导通时，限制流过第二开关SW2的电流。值得一提，于本发明之一实施例中，电压控制电路220与电位判断电路222仅是举例众多电路实施方式的其中二种。因此，只要可达成本案电压控制电路220与电位判断电路222动作方式及功效的电子电路、逻辑电路，亦或是由软件程控的控制器等装置，皆应包含在本实施例之范畴当中。

请参阅图6为本发电源转换器于启动阶段的整流开关启动方法的方法流程图，复配合参阅图2～5B。电源转换器100于启动阶段的整流开关SR启动方法主要是为了避免当一次侧电路100-1的部分能量通过变压器100-3耦合至二次侧电路100-2时，整流开关SR受寄生电容Cgd的影响而误导通的状况。因此整流开关SR的启动方法包括，接收工作电压，且于工作电压低于工作电压阈值时，通过导通晶体管而限制整流开关控制端与整流开关第二端之间的跨压低于整流开关的第一阈值电压(S100)。较佳的实施方式为，利用启动控制模块22基于工作电压Vdd低于工作电压阈值，通过晶体管M的导通而限制整流开关控制端G与整流开关第二端SR2之间的跨压Vgs_SR低于整流开关SR的第一阈值电压Vth_SR(即整流开关SR的临界电压Vth)。如此，即可使整流开关SR的跨压Vgs_SR于电源转换器100处于启动状态期间不会高于第一阈值电压Vth_SR而锁定在关断状态，避免整流开关SR受寄生电容Cgd的影响而发生误导通的状况。

然后，基于工作电压高于工作电压阈值时，令晶体管常闭关断(S200)。较佳的实施方式为，利用启动控制模块22在工作电压Vdd高于工作电压阈值时，令晶体管M常闭关断，以避免晶体管M误导通而致使整流开关SR被错误地导通/关断。最后，通过驱动电路提供驱动信号驱动整流开关导通(S300)。较佳的实施方式为，在工作电压Vdd高于工作电压阈值时，利用同步整流控制器2基于功率开关Q的切换而提供驱动信号S_DR导通整流开关SR，以同步地控制整流开关SR的切换。值得一提，于本发明之一实施例中，电源转换器100于启动阶段的整流开关SR启动方法的细部流程步骤，可配合参阅图3A～5A的细部内容，在此不再加以赘述。

惟，以上所述，仅为本发明较佳具体实施例的详细说明与图式，惟本发明的特征并不局限于此，并非用以限制本发明，本发明的所有范围应以下述的权利要求范围为准，凡合于本发明申请专利范围的精神与其类似变化的实施例，皆应包括于本发明的范畴中，任何熟悉该项技艺者在本发明的领域内，可轻易思及的变化或修饰皆可涵盖在以下本案的专利范围。

当然，本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明权利要求的保护范围。