电源与计算设备

技术领域

本申请涉及电源技术领域，尤其涉及电源与计算设备。

背景技术

电感电容(inductance-inductance capacitance，LLC)谐振直流(directcurrent，DC)-DC变换器作为DC-DC变换器的一种，由于其具有较高的转换效率，因此，在通信能源领域得到广泛应用。例如，DC-DC变换器通常应用于服务器供电系统中。目前，数据中心服务器供电系统的功率密度越来越高，对于电源的转换效率提出了要求。供电系统中对电源的动态负载的响应性能等提出了更高的要求。然而，在LLC谐振DC-DC变换器的输入-输出电压需要在较宽范围内调节的情况下，LLC谐振DC-DC变换器的动态响应比较慢。

发明内容

本申请实施例提供一种电源与计算设备。可以提高电源中LLC谐振DC-DC变换器的动态响应。

第一方面，本申请实施例公开一种电源，包括LLC谐振变换器。LLC谐振变换器包括开关电路、谐振电路、控制电路以及控制信号调整电路。开关电路的输入端电连接输入电路以接收一直流电压。开关电路的输出端电连接谐振电路的输入端。控制电路的输出端电连接开关电路的控制输入端；控制电路用于输出控制信号，控制信号用于控制开关电路执行将直流电压进行转换的工作状态。谐振电路包括谐振电容。控制信号调整电路的第一端与谐振电容的第一端电连接。控制信号调整电路的第二端与谐振电容的第二端电连接。控制信号调整电路用于：基于谐振电容的电信号调整控制信号；谐振电容的电信号包括电流。

通过将直接连接于谐振电路中谐振电容的控制信号调整电路，直接对谐振电容的电信号进行采样，例如对谐振电压和谐振电流进行采样检测，有效提高了谐振电压与谐振电流的检测准确度与效率，依据检测获得的谐振电容的电信号直接调整开关电路输出的第一交流电压，就可快速响应调整谐振电路输出到变压电路的交流电压，进而最终调整输出整流滤波电路输出的电压与电流，也即是调整输出整流滤波电路以及LLC谐振变换器整体输出功率。

在一种可能的实现方式中，控制信号调整电路包括检测电路、采样电路以及处理电路。检测电路的第一端电连接于谐振电容的第一端，检测电路的第二端电连接谐振电容的第二端；检测电路用于检测谐振电容的电信号并输出检测信号。采样电路的第一输入端电连接于检测电路的第三端，采样电路的第二输入端电连接于检测电路的第二端；采样电路用于获得检测电路的检测信号并对应输出采样信号。处理电路的输入端电连接采样电路的输出端；处理电路用于基于采样信号生成控制信号调整信号；控制信号调整信号用于调整控制信号。

检测电路直接连接于谐振电容的两端，有效提高了谐振电容的电信号检测的及时性和准确性。进一步通过采样电路的采样与处理电路的处理，有效提高了获得调整信号的效率，从而便于快速控制调整开关电路的工作状态。

在一种可能的实现方式中，检测电路包括检测电阻、检测电容与辅助电容；其中，检测电阻的第一端、检测电容的第一端和谐振电容的第一端电连接；检测电阻的第二端、检测电容的第二端和辅助电容的第一端电连接；辅助电容的第二端和谐振电容的第二端电连接，其中，检测电阻的第二端和辅助电容的第一端电连接的节点作为检测电路的第三端。

检测电路包括的检测电阻、检测电容与辅助电容，电路结构简单，在快速、准确检测谐振电容的电信号的同时，还有效简化检测电路的电路结构，为LLC谐振变换器体积与电路结构的简化提供了空间。

在一种可能的实现方式中，控制信号调整电路用于基于电信号调整控制信号，具体包括：处理电路用于：在电流检测时间点，从采样电路获取第一采样电压；基于第一采样电压和检测电阻确定采样电流，采样电流对应表征谐振电容的电流；在采样电流大于第一电流阈值范围的情况下输出第一调整信号；第一调整信号用于调整控制信号；或者，在采样电流小于第二电流阈值范围的情况下，输出第二调整信号；第二调整信号用于调整控制信号。

本实施例中，谐振电容的电信号中，而由于谐振电流的采集时间早于谐振电压的采集时间，当通过谐振电流的电流差控制并调整开关电路的工作状态时，可以提前半个开关周期进行调整，从而能够提前预测谐振电路的谐振电流变化情况，进而快速通过控制信号的调整控制开关电路输出的电信号，有效避免谐振电路谐振腔原边过载，保证LLC谐振变换器整体工作的安全性与稳定性。

在一种可能的实现方式中，控制信号为脉冲调制信号，电流检测时间点为脉冲调制信号的每个脉冲周期中第一电位持续时间的中间时刻。本实施例中，每个脉冲调制周期持续为第一位的中间时间点，也即是例如持续为用于控制开关电路进行电压转换的高电位的中间时间点，为谐振电流变化至最大电流值对应的时间点，由此，在该中间时间点检测识别的电流值更能表征谐振电流的变化状态，也即是能够更为准确检测识别谐振电流的变化情况。

在一种可能的实现方式中，电信号还包括电压信号；控制信号调整电路用于：基于电信号调整控制信号；包括：处理电路用于：在第一电压检测时间点，从采样电路获取第二采样电压；在第二电压检测时间点，从采样电路获取第三采样电压。计算第二采样电压与第三采样电压的电压差值；在电压差值大于第一电压阈值范围的情况下；输出第一调整信号；第一调整信号用于调整控制信号；或者，在电压差值小于第二电压阈值范围的情况下，输出第二调整控制信号；第二调整信号用于调整控制信号。

通过直接对谐振电容的电信号中的谐振电压和谐振电流均进行采样检测，由于谐振电流与谐振电压具有相位差，而谐振电流的采集时间早于谐振电压的采集时间，当通过采集的谐振电流的调整开关电路的工作状态时，可以提前半个开关周期进行调整，避免谐振电路中谐振腔原边过载，再进一步通过谐振电压的变化检测确定谐振电路的工作情况，防止谐振电流中噪音或者尖峰电流的影响而导致对开关电路的误调控，进一步保证了对开关电路调整的准确性。

在一种可能的实现方式中，控制信号为脉冲调制信号，第一电压检测时间点为脉冲调制信号的第一电位的起始时刻，第二电压检测时间点为脉冲调制信号中第一电位的结束时刻。

每个脉冲调制周期持续为第一位的起始时间点与结束时间点，也即是例如持续为用于控制开关电路进行电压转换的高电位的起始时间点与结束时间点，为谐振电压从最小值变化至最大值对应的时间点，由此，在该两个时间点检测识别的电压值之间的差值更能表征谐振电压的变化状态，也即是能够更为准确检测识别谐振电压变化情况。

在一种可能的实现方式中，控制电路和处理电通过同一个控制器实现，或，通过不同的控制器实现，以简化LLC谐振变换器的电路结构。

在一种可能的实现方式中，控制信号调整电路还包括电压转换电路，电压转换电路的输入端电连接采样电路；电压转换电路的输出端电连接处理电路的输入端；电压转换电路用于将检测信号转换为数字信号，以便于处理器对采样信号的快速、准确地处理。

在第二方面，本申请实施例提供一种计算设备，包括第一方面及其各个可能的实现方式中的电源和负载；电源与负载电连接；电源用于为负载供电。

需要说明的是，第二方面中技术方案具有第一方面及其相应实现方式的有益效果。因此对于第二方面中各方案的技术效果具体可对照第一方面及其各可能实现方式中的效果描述。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本申请的一些实施例，对于本领普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本申请一实施例中计算设备的结构示意图；

图2为本申请一实施例中提供的电源的结构示意框图；

图3为本申请实施例提供的一种LLC谐振变换器的结构示意图；

图4为图3所示LLC谐振变换器的电路拓扑示意图；

图5为图4所示LLC谐振变换器工作时的增益曲线示意图；

图6为图4所示LLC谐振变换器工作于Burst模式的工作时序图；

图7为本申请第一实施例提供的一种LLC谐振变换器的电路结构示意图；

图8为如图7所示LLC谐振变换器的工作时序示意图；

图9为本申请第二实施例提供的一种LLC谐振变换器执行控制信号调整的流程示意图；

图10为本申请第三实施例提供的一种LLC谐振变换器执行控制信号调整的流程示意图；

图11为本申请第四实施例提供的一种LLC谐振变换器执行控制信号调整的流程示意图。

具体实施方式

为了便于理解本申请，下面将参照相关附图对本申请进行更全面的描述。附图中给出了本申请的较佳实施方式。但是，本申请可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施方式。相反地，提供这些实施方式的目的是使对本申请的公开内容理解的更加透彻全面。

本申请实施例提供了一种电源及包含所述电源的计算设备，电源包含有LLC谐振变换器，LLC谐振变换器在宽输入-宽输出电压功率变换，以实现高动态响应与转换效率。下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行详细地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。

为了更好地理解本申请实施例提供的电源与计算设备，下面对本申请实施例的应用场景进行描述。作为DC-DC变换器的LLC谐振变换器，以将输入的直流电源DC进行转变后有效输出预设范围内直流电源DC。通常情况下，LLC谐振变换器包括开关电路、变压电路和整流滤波电路。

图1是本申请一实施例中计算设备的结构示意图。如图所示，计算设备1包括电源10和负载20。电源10用于将接收输入电压Vin变换为输出电压Vout为负载20供电。示例性的，电源10可以为开关电源。

可以理解，计算设备1还可以包括其它内部电源。其中，该内部电源可对电源10的输出电压进行电压变换后，再为负载供电。

在一种可实现方式中，计算设备1可以包括多个电源10，多个电源10提供直流的输出电压Vout为负载20供电，另外，计算设备1也可以包括多个负载20，电源10提供的输出电压Vout分别为多个负载20供电。

本申请实施例中，输入电压Vin可以为交流电源，输入电压Vin也可以为直流电源，电源10可以包括直流变换器。

计算设备1的负载20可以包括用电装置或储能装置。在一种示例中，负载20可以是计算设备1的用电装置，比如射频通信模块、处理器、数据存储集成电路、数据处理集成电路以及其他辅助电路等数据处理电路、其他辅助电路可以包括散热用的风扇、报警用的提示装置等。另外，负载20还可以是计算设备1的储能装置，比如电池。在本申请实施例中，计算设备1可以是服务器、交换机、计算机设备等采用直流电源供电的设备，前述电源10可应用于计算设备1中。

请参阅图2，图2为本申请一实施例中提供的电源10的结构示意框图。如图2所示，电源10包括功率转换电路1060与LLC谐振变换器100。

功率转换电路1060用于接收所输入电压Vin，并将接收的输入电压Vin转换为第一直流电压D1，第一直流电压D1的电压范围可为150V-500V。在一实施例中，若输入电压Vin为交流电源，功率转换电路1060可以为功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)电路，从而将输入电压Vin转换为第一直流电压D1。当然，在其他实施例中，若输入电压Vin为直流电源，功率转换电路1060也可以直流-直流的电压转换单元或者其他直流电源。本实施例中，功率转换电路1060作为一输入电路，用于为LLC谐振变换器100提供第一直流电压D1。

LLC谐振变换器100电连接功率转换电路1060，用于进行直流-直流(DC-DC)电压转换，以将第一直流电压D1转换为第二直流电压D2。第一直流电压D1不同于第二直流电压D2。本实施例中，第一直流电压D1大于第二直流电压D2，LLC谐振变换器100为降压转换电路，当然，第一直流电压D1也可以小于第二直流电压D2，LLC谐振变换器100为升压转换电路。

本实施例中，LLC谐振变换器100为降压的DC-DC转换电路，第二直流电压D2的电压范围可为5V-24V。

可以理解，负载20电连接LLC谐振变换器100，用于自LLC谐振变换器100接收第二直流电压D2，并且在第二直流电压D2供电下工作。

请参阅图3，图3为本申请实施例提供的一种LLC谐振变换器的结构示意图。

如图3所示，LLC谐振变换器100可以包括开关电路101、谐振电路102、变压电路103、输出整流滤波电路104以及控制电路105。

其中，开关电路101，用于从输入端接收第一直流电压D1，并将接收的第一直流电压D1转换为第一交变电压(未标示)，其中，开关电路101的输入端包含正电压端V+(第一输入端)和负电压端V-(第二输入端)，也即是开关电路101的输入端中的正电压端V+和负电压端V-连接到功率转换电路1060，并自功率转换电路1060接收第一直流电压D1。本实施例中，第一交变电压为矩形波。

谐振电路102电连接开关电路101，用于通过谐振以调整第一交变电压，得到第二交流电压。

控制电路105电连接开关电路101，用于为开关电路101提供对应的控制信号，以控制开关电路101中开关管工作状态将第一直流电压D1转换为第一交变电压。在本实施例中，控制信号可以为频率可调的脉冲信号。

变压电路103位于谐振电路102与输出整流滤波电路104之间，且分别电连接谐振电路102以及输出整流滤波电路104，用于调整第二交流电压，得到第三交流电压并输出至输出整流滤波电路104。

输出整流滤波电路104的输出端可以作为LLC谐振变换器100的输出端，输出整流滤波电路104将第三交流电压进行整流、滤波处理，并得到第二直流电压D2，输出至作为负载20的负载电阻Ro。换言之，LLC谐振变换器100的输出电压作为电源10的输出电压Vout。LLC谐振变换器100的输出端亦是电源10的输出端，可以电连接负载20并为负载20供电。

本实施例中，LLC谐振变换器100作为直流-直流(DC-DC)变换器的一种，其能够实现变压器原边侧开关管的零电压开关(zero-voltage-switch，ZVS)与副边侧整流管的零电流开关(zero-current-switch，ZCS)，从而具有较高的转换效率。LLC谐振变换器100可以通过调节开关管的频率来调节LLC谐振变换器100的增益，从而可以实现LLC谐振变换器100的输出电压在一定范围内调节。一般开关管的频率是在一定范围内调节的，因此，LLC谐振变换器100的输出电压的变化范围也是固定的。

请参阅图4，图4为图3所示LLC谐振变换器100的电路拓扑示意图。

如图4所示，开关电路101包括第一开关管Q1、第二开关管Q2。

具体地，第一开关管Q1包括控制端CS1、第一端ES1与第二端ES2。

其中，第一开关管Q1的控制端CS1用于接收控制电路105提供的第一控制信号P1。本实施例中，第一控制信号P1为脉冲信号。第一开关管Q1的第一端ES1电连接第一输入端V+，第一开关管Q1的第二端ES2电连接于第一节点A。

第二开关管Q2包括控制端CS2、第一端ES3与第二端ES4。

第二开关管Q2的控制端CS2用于接收控制电路105提供的第二控制信号P2。本实施例中，第二控制信号P2也为脉冲信号。

本实施例中，第二控制信号P2的频率与第一控制信号P1的频率相同，同一时间点第二控制信号P2的电位与第一控制信号P1的电位相反，例如当第一控制信号P1为高电位时，第二控制信号P2为低电位，第一控制信号P1为低电位时，第二控制信号P2为高电位。示例性的，第一控制信号P1与第二控制信号P2作为脉冲信号包括多个连续的脉冲周期，其每个脉冲周期中持续为高电平的时间段可定义为一个开关周期，也即是持续控制第一开关管Q1或者第二开关管Q2处于导通状态的时间段为一个开关周期。

第一开关管Q1的第一端ES1电连接第一输入端V+，第二开关管Q2的第一端ES3和第一开关管Q1的第二端ES2电连接于第一节点A，第二开关管Q2的第二端ES4和第二输入端V-以及电连接于第二节点B。本实施例中，第二开关管Q2的第一端ES3与第一开关管Q1的第二端ES2之间电连接的节点定义为第一节点A，第二开关管Q2的第二端ES连接于第二输入端V-的电连接的节点定义为第二节点B，第一节点A与第二节点B用于连接谐振电路102。

本实施例中，示例性的，第一开关管Q1与第二开关管Q2为N型的开关管，第一开关管Q1的控制端CS1为栅极(未标示)，第一开关管Q1的第一端ES1为漏极，第二端ES2为源极；第二开关管Q2的控制端CS2为栅极(未标示)，第二开关管Q2的第一端ES3为漏极，第二端ES4为源极。如图4所示，第一开关管Q1的漏极与第二开关管Q2的源极分别连接LLC谐振变换器100的两个输入端(第一输入端V+与第二输入端V-)，第一开关管Q1的源极电连接第二开关管Q2的漏极。

可以理解，在本申请的实施例中，第一开关管Q1与第二开关管Q2也可为P型的开关管，对应地，第一开关管Q1的控制端CS1为栅极，第一开关管Q1的第一端ES1为源极，第二端ES2为漏极；第二开关管Q2的控制端CS2为栅极(未标示)，第二开关管Q2的第一端ES3为源极，第二端ES4为漏极。本实施例中，第二控制信号P2与第一控制信号P1均作为控制信号，且第二控制信号P2与第一控制信号P1两个控制信号的频率相同，因此，第一开关管Q1、第二开关管Q2交替导通，二者不会同时处于导通状态。图4所示的开关电路101为半桥开关电路。此外，开关电路101也可以为全桥开关电路、三相开关电路，还可以为其它具有同等功能的开关电路，本申请实施例对此并不做限定。

示例性的，第一开关管Q1、第二开关管Q2为大功率的半导体开关管，例如可以为金属-氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor,MOSFET)、氮化镓晶体管或碳化硅晶体管等晶体管。

谐振电路102包括谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr。其中，变压电路103包括变压器T，励磁电感Lm为变压电路103中原边绕组的等效电感谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr串联于第一节点A与第二节点B之间，用以配合产生谐振。

具体地，谐振电感Lr的第一端(未标示)电连接第一开关管Q1的第二端ES2和第二开关管Q2的第一端ES3，(谐振电感Lr的第一端电连接第一节点A)；谐振电感Lr的第二端(未标示)电连接变压器T原边绕组的第一端和谐振电感Lr的第一端；谐振电容Cr的第一端电连接第二开关管Q2的第二端ES4，(谐振电容Cr的第一端电连接第二节点B)，谐振电容Cr的第二端电连接变压器T原边绕组的第二端(未标示)。

谐振电路102通过谐振能够实现第一开关管Q1和第二开关管Q2的软开通(Softswitching)，减少开关损耗。

变压器T的原边绕组的两端分别电连接谐振电路102的谐振电感Lr和谐振电容Cr，变压器T副边的两端分别电连接输出整流滤波电路104的两个输入端。示例性的，变压器T可以是中心抽头式变压器。

输出整流滤波电路104可以包括整流桥和输出电容Co。其中，整流桥的第一输入端电连接变压器T副边绕组的第一端(未标示)；整流桥的第二输入端电连接变压器T副边绕组的第四端(未标示)；整流桥的两个输出端分别电连接输出电容Co的两端。

需要说明的是，图4中示出整流电路采用的是整流桥形式，该整流桥可以为半桥整流、全桥整流，整流器件可以为二极管。亦可以采用MOS管构成整流电路，例如采用两个开关管形成同步整流电路，以降低整流的损耗，进而降低LLC谐振变换器的损耗，提升LLC谐振变换器的效率。本申请实施例对此并不做限制。

请参阅图5，图5为图4所示LLC谐振变换器100工作时的增益曲线示意图。

如图5所示，横坐标为开关管的频率，纵坐标为LLC谐振变换器的增益。开关管的频率在fmin与fmax之间变化。设定开关频率为fsw，谐振电感Lr和谐振电容Cr的谐振频率定义为fr，谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr三者的谐振频率定义为fm，则有：

fr＝1/(2π*(Lr*Cr)1/2)；

fm＝1(2π*((Lr+Lm)*Cr)1/2)。

根据fsw、fr、fm三者的关系，谐振电路102的工作状态会有3种：

1)fsw>fr时，谐振电路102工作在Lr和Cr谐振状态，此时称为LC谐振，开关电路101中的开关管实现软开；

2)fr≥fsw>fm时，谐振电路102工作在谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr谐振状态，此时称为LLC谐振，输出整流滤波电路104中整流桥包括的二极管均能实现软开；

3)fm>fsw时，开关电路101中的开关管工作在容性领域(电路的容抗>感抗，电压滞后电流)，此时开关管为硬开，开关损失很大。

可见，当fsw>fr时，谐振电路102中谐振电感Lr和谐振电容Cr处于谐振状态是LLC谐振变换器100的最佳工作状态。

其中，开关管的硬开关与软开关具体含义为，作为开关管的MOSFET在进行开关的时候，存在开关损失，开关损失Ploss可以表示为Vds*Ids，Vds表征源极-漏极之间的电压，Ids表征流过源极-漏极之间的电流，这时开关管的开启叫做硬开(hard switching)。为了减少这种损失，在开启与关闭开关管时，尽量保证Vds或者Ids中任意一个为0，这样使开关管的损耗为0。电压为0V时的软开关叫做ZVS(Zero-voltage switching)，而电流为0A时的软开关叫做ZCS(Zero-current switching)。

为了保证LLC谐振变换器100输出的电压更稳定，从而对动态负载的响应性能等提出了更高的要求。图4所示的LLC谐振变换器通过提高开关频率的方法，使电源在保证高效率的同时减小体积。例如，通过检测LLC谐振变换器输出电压再对开关电路101中开关管的频率进行调整，然后电压模式进行动态调节。但是在调节过程中，LLC谐振频率工作点容易发生偏移，需要多个谐振周期才能实现单周期有效脉冲的宽度，此时LLC谐振变换器100调整谐振频率的过程中就会失去ZVS特性，而工作在ZCS区域，对于LLC谐振变换器100来说，意味着会产生很严重的开启损耗，这个时候电压、电流的应力都会非常大，很容易导致电路损坏。

为了解决LLC谐振变换器100工作在ZCS区域的问题，对于如图4所示的谐振电路102的电路结构，开关电路101中的第一开关管Q1、第二开关管Q2在进行开关切换的过程中，也即是其中一个开关管关断，死区时间后另一个开关管开通的过程中，励磁电感Lm与第一开关管Q1的电容、第二开关管Q2的电容产生谐振，谐振能量将部分传递到输出整流滤波电路104中，使得在空载及轻载情况下输出电压升高。当第一开关管Q1、第二开关管Q2的本身的输出电容较小时，轻载下直流增益曲线出现上翘现象，使得输出电压无法保持在规格要求范围内。由此，在轻载情况下LLC谐振变换器可进入Burst模式。

Burst模式：当LLC谐振变换器的输出是轻载或空载的情况下，负载可看作无穷大，开关频率fsw增大或者谐振频率fm减小，对应的增益将会减小，从而使空载或轻载时的输出电压减小，这样一来就能调节LLC谐振变换器100的空载或轻载时的输出电压。然而当fsw逐渐增大，趋于无穷大时，输出增益将会变为一个常量，不再能够调节输出电压。如图6所示，Burst模式中包括多个Burst周期Burst-T，第一开关管Q1、第二开关管Q2于Burst-on时间段内交替导通，于Burst-off时间段关断开关电路101中的第一开关管Q1、第二开关管Q2中的两个开关管，然后重复Burst-on时间段与Burst-off时间段的脉冲信号输出，使得谐振停止一段时间之后，再重新谐振。

当采用Burst模式时，开关导通时间段为Burst-on时间段，开关关断时间段为Burst-off时间段。但是，Burst模式中，当谐振电路102在工作频率过高、输出电压过大时停止工作，等输出电压回落至设定阈值后再重新控制，会产生较大的输出电压纹波，降低变换器可靠性。

为了克服Burst模式会产生较大的输出电压纹波的缺陷，可以通过检测并获取谐振电容在预设时间段的电压差来控制输出功率，当负载增大，则增大谐振电容的电压差，满足负载的增大。但是在轻载时，谐振电容的电压差难以控制，25％满载就要进入Burst模式，为谐振电容的电压差△Vcr加入三角波补偿，采用△Vcr加上一个三角波得到补偿调整谐振电压Vcr，在根据补偿调整谐振电压Vcr控制输出功率时，电压模式和电流模式的比重很难权衡，进而导致LLC谐振变换器的输出功率无法及时准确得到调整响应。

请参阅图7，图7为本申请第一实施例提供的一种LLC谐振变换器的电路结构示意图。

如图7所示，LLC谐振变换器100与图3所示的LLC谐振变换器100的电路结构基本相同(LLC谐振变换器的主体部分相同)，区别在于该LLC谐振变换器100还包括控制信号调整电路106。其中，控制信号调整电路106用于在预设时段检测所述谐振电路102中的谐振电容Cr的谐振电压和谐振电流，并依据所述谐振电压和/或者所述谐振电流输出调整信号来调整控制电路105输出的控制信号，进而调整所述开关电路101输出的所述第一交变电压。

控制信号调整电路106包括检测电路106A、采样电路106B、电压转换电路106C以及处理电路106D。检测电路106A的第一端电连接于谐振电容Cr的第一端，检测电路106A的第二端电连接谐振电容Cr的第二端，检测电路106A的第三端连接采样电路106B。检测电路106A用于检测谐振电容Cr的谐振电流与谐振电压，并且依据检测结果输出对应的检测信号。

具体地，一实施例中，检测电路106A包括检测电阻Rs、检测电容Cs与辅助电容Cc。检测电阻Rs与辅助电容Cc串联后，电连接于谐振电容Cr的两端(谐振电容Cr的第一端、第二端)；同时，检测电阻Rs与检测电容Cs并联。其中，谐振电容Cr的一端作为谐振电压检测点Nr，检测电阻Rs与辅助电容Cc之间连接节点作为谐振电流检测点Ns(检测电路106A的第三端)。本实施例中，谐振电压检测点Nr为谐振电容Cr中电压较高的一端。例如，若第二输入端V-为接地参考端AGND，那么谐振电压检测点Nr则为谐振电容Cr与励磁电感Lm电连接的一端，如此，谐振电压检测点Nr则为谐振电容Cr与励磁电感Lm电连接的节点。具体地，检测电阻Rs用于对谐振电容Cr的谐振电流采样，检测电容Cs用于对谐振电容Cr的谐振电压采样。

本实施例中，检测电阻Rs的阻抗远大于检测电容Cs的容抗；检测电容Cs与辅助电容Cc的容抗之和小于谐振电容的容抗；从而使得检测电容Cs与辅助电容Cc所在通路的电流与谐振电容Cr中传输的谐振电流变化趋势相同。

当谐振电容Cr中电流发生变化时，辅助电容Cc支路的电流也随之变换，在检测电阻Rs的阻抗远大于检测电容Cs的容抗的情况下，检测电容Cs与辅助电容Cc近似串联，则，检测电容Cs的电流近似等于辅助电容Cc的电流。当谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr构成的谐振回路的电流增加时，谐振电容Cr中电流增加，辅助电容Cc的电流也会相应的增加，相应地，检测电阻Rs的电流也随之增加；为此，此时可以通过获取检测电阻Rs两端的电压，进而得到检测电阻Rs的电流，通过该电流进而跟踪谐振电容Cr中电流的变化。通过检测电阻Rs、检测电容Cs与辅助电容Cc的配合，可准确、快速检测识别谐振电容Cr的谐振电压和谐振电流。

在该方案中，对于电容来说，基于其充放电的特性，其上流通过的电流相位超前于电压相位，由此通过获取谐振电容Cr上的电流来进行开关电路101中控制信号调整，相对于获取电压来进行开关电路101中控制信号调整，调整的时间提前，因此可以更快的提供调整信号，保证LLC谐振变换器更稳定、更可靠的工作。

采样电路106B的一端电连接于谐振电压检测点Nr；另一端电连接于作为检测电路106A的第三端的谐振电流检测点Ns，采样电路106B用于在预定时刻通过对谐振电容Cr两端电压进行采样获取，继而获取相应的采样信号，例如，在控制信号对应的每个开关周期对谐振电容Cr的电压进行采样，以获得谐振电压与谐振电流。本实施例中，采样电路106B可以采用电阻运算放大器等采样电路来采样，或进一步放大以获取对应的谐振电压与谐振电流来作为采样信号。

电压转换电路106C用于将采样电路106B获得的谐振电压与谐振电流自模拟电压的形式转换为数字电压的形式。本实施例中，电压转换电路106C为模拟-数字电压转换器(Analog To Digital Converter，ADC)。

处理电路106D对接收的数字电压的形式的谐振电压与谐振电流进行处理，也即是对采样信号进行运算比较处理，并且依据处理结果输出对应的调整信号至控制电路105，以调整控制电路105输出至开关电路101的控制信号的参数，例如控制信号的频率或者占空比，进而控制开关电路101工作状态，以实现控制开关电路101的输出的第一交变电压的调整。

本实施例中，控制信号的每个脉冲周期包括第一电位与第二电位，示例性的，第一电位为高电平，第二电位为低电平。对应开关电路101中第一开关管Q1与第二开关管Q2为N型MOS管时，控制信号中的第一电位控制第一开关管Q1与第二开关管Q2导通，而第二电位则控制第一开关管Q1与第二开关管Q2截止。可以理解，开关电路101中第一开关管Q1与第二开关管Q2为P型MOS管时，控制信号中的第二电位控制第一开关管Q1与第二开关管Q2导通，而第一电位则控制第一开关管Q1与第二开关管Q2截止。

可以理解，电压转换电路106C、处理电路106D与控制电路105可以为电源10中位于同一个具有数据采集、转换处理功能的集成处理电路中，示例性的，电压转换电路106C、处理电路106D与控制电路105为同一个控制器；且处理电路106D与控制电路105可以为复用不同功能的同一个控制器，当然在其他变更实施例中，处理电路106D与控制电路105也可以采用不同的控制器来相互独立实现对应的功能。

请一并参阅图7-图9，其中，图8为如图7所示LLC谐振变换器的工作时序示意图，图9为本申请第二实施例提供的一种LLC谐振变换器执行控制信号调整的流程示意图。

如图8所示，其中，Q1表征对应第一开关管Q1的脉宽调制信号(第一控制信号，P1)的波形示意图，Q2表征对应第二开关管Q2的脉宽调制信号(第二控制信号，P2)的波形示意图，Icr表征检测识别到的谐振电容Cr的谐振电流，Vcr表征检测识别到的谐振电容Cr的谐振电压。

现结合图7、图8和图9说明LLC谐振变换器进行控制信号调整的工作过程。

在执行控制信号调整的方法之前，LLC谐振变换器100进行初始的电压转换，如图7，开关电路101依据控制将第一直流电压D1转换为第一交变电压，谐振电路102调整第一交变电压以得到第二交流电压，变压电路103将第二交流电压转换成第三交流电压输出，输出整流滤波电路104将第三交流电压转换为第二直流电压D2输出。

如图9所示，LLC谐振变换器执行控制信号调整的方法包括但不限于如下步骤：

步骤1000，在预设时间段检测获取谐振电容Cr的谐振电流的变化差值△I1。

在预设时段中的电流检测时间点，从采样电路106B获取第一采样电压，并给予所述第一采样电压和检测电阻确定采样电流，所述采样电流对应表征谐振电容的谐振电流，也即是在预设时段中的电流检测时间点检测获得至少一个所述谐振电容的谐振电流。一示例中，电流检测时间点为所述脉宽调制信号中持续为第一电位的时间段的中心时刻，采样电流还同时表征谐振电容Cr的谐振电流的变化差值△I1。

如图8所示，在第一开关管Q1的控制信号为高电平的开关周期一半的中心时间点，例如，半脉宽的时刻t2，在图7所示的谐振电流检测点Ns通过采样电路106B分别采集对应谐振电容Cr的瞬时电压值Vcc(t2)。其中，瞬时电压值Vcc(t2)对应表征谐振电容Cr的电流值Icr(t2)，换言之，谐振电流检测点Ns在时刻t2时刻获得的电压值相当于谐振电容Cr的电流值Icr。可以理解，预设时段为第一开关管Q1的控制信号持续为高电平(第一电位)的时间段，电流预设时间点为第一开关管Q1的控制信号为高电平的中心时刻。

更为具体地，在谐振电压检测点Nr采集谐振电容Cr的瞬时电压值Vcr(t2)，在谐振电流检测点Ns采集辅助电容Cc的瞬时电压值Vcc(t2)，由于检测电阻Rs与辅助电容Cc并联于谐振电容Cr，由此，检测电阻Rs分取的电压即为瞬时电压值Vcr(t2)与瞬时电压值Vcc(t2)的差值，由于检测电阻Rs为预设电阻值，那么，谐振电容Cr对应的谐振电流值Icr则可以表示为：Icr(t2)＝(Vcr(t2)-Vcc(t2))/Rs。

瞬时电流值Icr(t2)通过电压转换电路106C的转换处理而转换为数字形式的电压并传输至处理电路106D，处理电路106D对时刻t2对应的瞬时电流值Icr(t2)进行求差处理：Icr(t2)-0＝△I1，从而获得谐振电容Cr的谐振电流的变化差值△I1。

同理，在第二开关管Q2的控制信号为高电平的一半时间即半脉宽时刻t4，在谐振电流检测点Ns通过采样电路106B分别采集谐振电容Cr的瞬时电压值Vcc(t4)。其中，瞬时电压值Vcc(t4)对应表征谐振电容Cr的谐振电流值Icr(t4)，换言之，谐振电流检测点Ns在时刻t4时刻获得的电压值相当于谐振电容Cr的电流值Icr。可以理解，预设时段为第二开关管Q2的控制信号持续为高电平(第一电位)的时间段，电流预设时间点为第二开关管Q2的控制信号为高电平的中心时刻。

瞬时电流值Icr(t4)通过电压转换电路106C的转换处理而转换为数字形式的电压并传输至处理电路106D，处理电路106D对时刻t4对应的瞬时电流值Icr(t4)进行求差处理：Icr(t4)-0＝-△I1，从而获得谐振电容Cr的谐振电流的变化差值-△I1。

可以理解，△I1与-△I1均为谐振电容Cr的谐振电流的变化差值△Icr、-△Icr，也即是检测获得的谐振电流与零电流执行求差运算的绝对值。

步骤2000，依据谐振电流的变化差值△I1调整开关电路101的工作状态。

在采样电流大于第一电流阈值范围的情况下输出第一调整信号，或者在采样电流小于第二电流阈值范围的情况下输出第二调整信号；第一调整信号、第二调整信号用于调整控制信号。换言之，本实施例中，通过处理电路106D计算谐振电容Cr的谐振电流的变化差值△I1，当所述变化差值△I1大于第一电流阈值范围时输出第一调整信号中的所述脉宽调制信号，或者所述变化差值△I1小于第二电流阈值范围时输出第二调整信号中的所述脉宽调制信号，以对应调整输出整流滤波电路输出的功率。本实施例中，第一电流阈值范围内的电流值均大于第二电流阈值范围中的电流值。

具体地，当谐振电流的变化差值△I1超过第一电流阈值范围时，处理电路106D输出第一调整信号，所述第一调整信号用于控制控制电路105输出的控制信号处于第二电位，也即是提供至第一开关管Q1与第二开关管Q2的控制信号均为低电位，从而控制第一开关管Q1与第二开关管Q2均处于截止状态，进而使得LLC谐振变换器100处于限制工作状态，快速调整其输出的功率。

当谐振电流的变化差值△I1小于第二电流阈值范围时，处理电路106D输出第二调整信号，第二调整信号用于调整控制电路105输出的控制信号，并使得控制信号控制开关电路101中第一开关管Q1与第二开关管Q2工作于Burst模式。可以理解，开关电路101中第一开关管Q1与第二开关管Q2工作于Burst模式，也即是第一开关管Q1与第二开关管Q2在Burst-on时段、在控制信号(交替的第一电位)控制下连续、交替导通多个周期后，在Burst-off时段以及在脉宽调制信号(低电位的第二电位)控制下均处于截止状态。

通过连接于所述谐振电路102的所述控制信号调整电路106对所述谐振电路102工作状态进行调整，包括：在预设时段检测所述谐振电路102中的谐振电容的谐振电流，并依据所述谐振电流调整所述开关电路101输出的所述第一交变电压。

在申请实施例中，通过采样电阻RS和采样电容Cs的比例调节在全负载范围内，当增大采样电阻Rs时，电流采样成分增大，增大采样电容Cs时，电压采样成分增大，因此采样电阻Rs和采样电容Cs的比例可以控制全负载范围内谐振电流Icr的阈值在谐振腔原边过载时所赋予权重。

而由于谐振电流的采集时间早于谐振电压的采集时间，当通过谐振电流的电流差△I1控制并调整开关电路101的工作状态时，可以提前半个开关周期进行调整，从而能够提前预测谐振电路102的谐振电流变化情况，进而快速通过控制信号的调整控制开关电路101输出的第一交变电压，有效避免谐振电路102谐振腔原边过载，保证LLC谐振变换器100整体工作的安全性与稳定性。

进一步，通过谐振电流的变化差值，控制开关电路101中开关管均处于截止状态或者工作于Burst模式，可见，开关电路101中开关管工作于Burst模式是由负载大小的变化来确定的，有效避免由开关电路101的开关电路101中开关管频率来决定Burst模式切换的准确率不佳的问题。

请参阅图10，图10为本申请第三实施例提供的一种LLC谐振变换器执行控制信号调整的流程示意图。现结合图7-图8、图10说明LLC谐振变换器100执行控制信号调整的工作过程。

在执行控制信号调整的方法之前，LLC谐振变换器100进行初始的电压转换，如图7，开关电路101依据控制将第一直流电压D1转换为第一交变电压，谐振电路102调整第一交变电压以得到第二交流电压，变压电路103将第二交流电压转换成第三交流电压输出，输出整流滤波电路104将第三交流电压转换为第二直流电压D2并输出。

如图10所示，LLC谐振变换器100执行控制信号调整方法可包括步骤如下：

步骤1000，在预设时间段检测获取谐振电容Cr的谐振电压的变化差值△V1。

在预设时段中的第一电压检测时间点与第二电压检测时间点，通过采样电路106B分别在检测电路106A的谐振电压检测点Nr检测获得至少一个第二采样电压和第三采样电压，第二采样电压与第三采样电压对应表征该时间点的谐振电容Cr的谐振电压，所述第一电压检测时间点为所述脉宽调制信号中持续为第一电位的时间段的起始时刻，所述第二电压检测时间点为所述脉宽调制信号中持续为第一电位的时间段的结束时刻。进一步，通过处理电路106D计算第二采样电压与第三采样电压的电压差值以获得谐振电容Cr的谐振电压的变化差值△V1。

具体地，如图8所示，在第一开关管Q1的控制信号为高电平的开关周期的开始时刻t1与结束时刻t3，如第一控制信号P1每个脉冲周期中为高电位的开启时刻(第一时刻)与结束时刻(第二时刻)，在谐振电压检测点Nr通过采样电路106B分别采集谐振电容Cr的瞬时电压值Vcr(t1)、Vcr(t3)。其中，开始时刻t1与结束时刻t3分别对应第一电压检测时间点与第二电压检测时间点。

瞬时电压值Vcr(t1、Vcr(t3)通过电压转换电路106C的处理转换为数字形式的电压信号并传输至处理电路106D，处理电路106D对时刻t1、时刻t3对应的瞬时电压值V1、V3进行求差处理：Vcr(t1)-Vcr(t3)＝△V1，△V1则作为预设时间段谐振电容Cr的谐振电压变化差值△Vcr。

进一步，在第二开关管Q2的控制信号为高电平的开始时刻t3与结束时刻t5，例如，第二控制信号P2每个脉冲周期中为高电位的启示时刻与结束时刻，在检测点Ns通过采样电路106B分别采集谐振电容Cr的瞬时电压值Vcr(t3)、Vcr(t5)。其中，开始时刻t3与结束时刻t5也分别对应第一电压检测时间点与第二电压检测时间点。

瞬时电压值Vcr(t3)、Vcr(t5)通过电压转换电路106C的转换处理而转换为数字形式的电压并传输至处理电路106D，处理电路106D对时刻t3、时刻t5对应的瞬时电压值V3、V5进行求差处理：Vcr(t3)-Vcr(t5)＝-△V1。-△V1也作为预设时间段谐振电容Cr的谐振电压变化差值-△Vcr。可以理解，△V1和-△V1的绝对值相同的电压差值。

步骤2000，依据谐振电压的变化差值△V1调整开关电路101的工作状态。

在前述电压差值大于第一电压阈值范围的情况下输出第一调整信号；或者在前述电压差值小于第二电压阈值范围的情况下，输出第二调整控制信号；第一调整信号与第二调整信号用于调整控制信号。换言之，通过处理电路106D计算在谐振电容Cr的谐振电压的变化差值，在所述变化差值大于第一电压阈值范围的情况下，输出第一调整信号，或者在小于第二电压阈值范围的情况下，输出第二调整信号，以调整所述控制信号并对应调整输出整流滤波电路104输出的功率。可以理解，第一电压阈值范围内的电压值均大于第二电压阈值范围内的电压值。

具体地，当处理电路106D计算获得的△Vcr的绝对值超过预设的第一电压阈值范围时，处理电路106D输出第一调整信号，该第一调整信号用于调整控制电路105输出的控制信号，并使得控制信号处于第二电位以控制第一开关管Q1与第二开关管Q2均处于截止状态。

当处理电路106D计算获得的△VCr的绝对值小于第二电压阈值范围时，处理电路106D输出第二调整信号，所述第二调整信号用于调整控制电路105输出的控制信号，并使得控制信号控制开关电路101中第一开关管Q1与第二开关管Q2工作于Burst模式。可以理解，开关电路101中第一开关管Q1与第二开关管Q2工作于Burst模式，也即是第一开关管Q1与第二开关管Q2在Burst-on时段、在控制信号(交替的第一电位)控制下连续、交替导通多个周期后，在Burst-off时段以及在脉宽调制信号(低电位的第二电位)控制下均处于截止状态。

本实施例中，第一电压阈值范围～第二电压阈值范围可决定电源模块的短时过载能力，其设定可由电源10的实际需求规格来设定。

步骤3000，在预设时间段检测获取谐振电容Cr的谐振电流的变化差值△I1。

在预设时段中的电流检测时间点，从采样电路106B获取第一采样电压，并给予所述第一采样电压和检测电阻确定采样电流，所述采样电流对应表征谐振电容的谐振电流，也即是在预设时段中的电流检测时间点检测获得至少一个所述谐振电容的谐振电流。一示例中，电流检测时间点为所述脉宽调制信号中持续为第一电位的时间段的中心时刻，采样电流还同时表征谐振电容Cr的谐振电流的变化差值。

如图8所示，在第一开关管Q1的控制信号为高电平的开关周期的一半时间点，也即半脉宽的时刻t2，在谐振电流检测点Ns通过采样电路106B分别采集对应谐振电容Cr的瞬时电压值Vcc(t2)。其中，瞬时电压值Vcc(t2)对应表征谐振电容Cr的电流值Icr(t2)，换言之，谐振电流检测点Ns在时刻t2时刻获得的电压值相当于谐振电容Cr的电流值Icr。

更为具体地，在谐振电压检测点Nr采集谐振电容Cr的瞬时电压值Vcr(t2)，在谐振电流检测点Ns采集辅助电容Cc的瞬时电压值Vcc(t2)，由于检测电阻Rs与辅助电容Cc并联于谐振电容Cr，由此，检测电阻Rs分取的电压即为瞬时电压值Vcr(t2)与瞬时电压值Vcc(t2)的差值，由于检测电阻Rs为预设电阻值，那么，谐振电容Cr对应的谐振电流值Icr则可以表示为：Icr(t2)＝(Vcr(t2)-Vcc(t2))/Rs。

瞬时电流值Icr(t2)通过电压转换电路106C的转换处理而转换为数字形式的电压并传输至处理电路106D，处理电路106D对时刻t2对应的瞬时电流值Icr(t2)进行求差处理：Icr(t2)-0＝△I1，从而获取谐振电容Cr的谐振电流的变化差值△I1。

同理，在第二开关管Q2的控制信号为高电平的一半时间即半脉宽时刻t4，在谐振电流检测点Ns通过采样电路106B分别采集谐振电容Cr的瞬时电压值Vcc(t4)。其中，瞬时电压值Vcc(t4)对应表征谐振电容Cr的谐振电流值Icr(t4)，换言之，谐振电流检测点Ns在时刻t4时刻获得的电压值相当于谐振电容Cr的电流值Icr。

瞬时电流值Icr(t4)通过电压转换电路106C的转换处理而转换为数字形式的电压并传输至处理电路106D，处理电路106D对时刻t4对应的瞬时电流值Icr(t4)进行求差处理：Icr(t4)-0＝-△I1，从而获取谐振电容Cr的谐振电流的变化差值-△I1。

可以理解，△I1与-△I1为谐振电容Cr的谐振电流的变化差值△Icr、-△Icr，也即是检测获得的谐振电流与零电流执行求差运算的绝对值。

步骤4000，依据谐振电流的变化差值△I1调整开关电路101的工作状态。

在采样电流大于第一电流阈值范围的情况下输出第一调整信号，第一调整信号用于调整控制信号。换言之，本实施例中，通过处理电路106D计算谐振电容Cr的谐振电流的变化差值△I1，当所述变化差值△I1大于第一电流阈值范围时输出第一调整信号以调整所述脉宽调制信号，以对应调整输出整流滤波电路104输出的功率。

具体地，当△I1的值超过第一电流阈值范围时，处理电路106D输出第一调整信号，所述第一调整信号用于控制控制电路105输出的控制信号处于第二电位，也即是提供至第一开关管Q1与第二开关管Q2的控制信号均为低电位，从而控制第一开关管Q1与第二开关管Q2均处于截止状态，进而使得LLC谐振变换器100处于限制工作状态，快速调整其输出的功率。

可以理解，步骤1000与步骤3000的位置顺序可以互换，换言之，步骤3000～步骤4000对应检测识别谐振电容的谐振电流变化差值的时间可以早于步骤1000～步骤2000对应的检测识别谐振电压变压差值的时间。

图11为本申请第四实施例提供的一种LLC谐振变换器执行控制信号调整的流程示意图。现结合图7、图8和图11说明LLC谐振变换器执行控制信号调整的工作过程。

在执行电压调整转换的方法之前，LLC谐振变换器100进行初始的电压转换，如图7，开关电路101依据控制将第一直流电压转换为第一交变电压，谐振电路102调整第一交变电压以得到第二交流电压，变压电路103将第二交流电压转换成第三交流电压输出，输出整流滤波电路104将第三交流电压转换为第二直流电压输出。

电压转换调整方法可包括步骤如下：

步骤1000，在预设时间段检测获取谐振电容Cr谐振电流的变化差值△I1。

在预设时段中的电流检测时间点，从采样电路106B获取第一采样电压，并给予所述第一采样电压和检测电阻确定采样电流，所述采样电流对应表征谐振电容的谐振电流，也即是在预设时段中的电流检测时间点检测获得至少一个所述谐振电容的谐振电流。一示例中，电流检测时间点为所述脉宽调制信号中持续为第一电位的时间段的中心时刻，采样电流还同时表征谐振电容Cr的谐振电流的变化差值△I1。

如图8所示，在第一开关管Q1的控制信号持续为高电平的一半时间点，也即半脉宽的时刻t2，在谐振电流检测点Ns通过采样电路106B分别采集对应谐振电容Cr的瞬时电压值Vcc(t2)。其中，瞬时电压值Vcc(t2)对应表征谐振电容Cr的电流值Icr(t2)，换言之，谐振电流检测点Ns在时刻t2时刻获得的电压值相当于谐振电容Cr的电流值Icr。

更为具体地，在谐振电压检测点Nr采集谐振电容Cr的瞬时电压值Vcr(t2)，在谐振电流检测点Ns采集辅助电容Cc的瞬时电压值Vcc(t2)，由于检测电阻Rs与辅助电容Cc并联于谐振电容Cr，由此，检测电阻Rs分取的电压即为瞬时电压值Vcr(t2)与瞬时电压值Vcc(t2)的差值，由于检测电阻Rs为预设电阻值，那么，谐振电容Cr对应的谐振电流值Icr则可以表示为：Icr(t2)＝(Vcr(t2)-Vcc(t2))/Rs。

瞬时电流值Icr(t2)通过电压转换电路106C的转换处理而转换为数字形式的电压并传输至处理电路106D，处理电路106D对时刻t2对应的瞬时电流值Icr(t2)进行求差处理：Icr(t2)-0＝△I1，从而获得谐振电容Cr谐振电流的变化差值△I1。

在第二开关管Q2的控制信号高电平的一半时间即半脉宽时刻t4，在谐振电流检测点Ns通过采样电路106B分别采集谐振电容Cr的瞬时电压值Vcc(t4)。其中，瞬时电压值Vcc(t4)对应表征谐振电容Cr的谐振电流值Icr(t4)，换言之，谐振电流检测点Ns在时刻t4时刻获得的电压值相当于谐振电容Cr的电流值Icr。

瞬时电流值Icr(t4)通过电压转换电路106C的转换处理而转换为数字形式的电压并传输至处理电路106D，处理电路106D对时刻t4对应的瞬时电流值Icr(t4)进行求差处理：Icr(t4)-0＝-△I1，从而获得谐振电容Cr谐振电流的变化差值-△I1。

可以理解，△I1与-△I1为谐振电容Cr的谐振电流的变化差值△Icr、-△Icr，也即是检测获得的谐振电流与零电流执行求差运算的绝对值。

步骤2000，依据谐振电流的变化差值△I1调整开关电路101的工作状态。

在采样电流大于第一电流阈值范围的情况下输出第一调整信号，第一调整信号用于调整控制信号。换言之，本实施例中，通过处理电路106D计算谐振电容Cr的谐振电流的变化差值△I1，当所述变化差△I1值大于第一电流阈值范围时输出第一调整信号以调整所述脉宽调制信号，以对应调整输出整流滤波电路104输出的功率。

具体地，当谐振电流的变化差值△I1的值超过第一电流阈值范围时，处理电路106D输出第一调整信号，所述第一调整信号用于控制控制电路105输出的控制信号处于第二电位，也即是提供至第一开关管Q1与第二开关管Q2的控制信号均为低电位，从而控制第一开关管Q1与第二开关管Q2均处于截止状态，进而使得LLC谐振变换器100处于限制工作状态，快速调整其输出的功率。

步骤3000，在预设时间段检测获取谐振电容Cr的谐振电压变化差值△V1。

在预设时段中的第一电压检测时间点与第二电压检测时间点，通过采样电路106B分别在检测电路106A的谐振电压检测点Nr检测获得至少一个第二采样电压和第三采样电压，第二采样电压与第三采样电压对应表征该时间点的谐振电容Cr的谐振电压，所述第一电压检测时间点为所述脉宽调制信号中持续为第一电位的时间段的起始时刻，所述第二电压检测时间点为所述脉宽调制信号中持续为第一电位的时间段的结束时刻。进一步，通过处理电路106D计算第二采样电压与第三采样电压的电压差值以获得谐振电容Cr的谐振电压的变化差值△V1。

具体地，如图8所示，在第一开关管Q1的控制信号持续为高电平的开始时刻t1与结束时刻t3，如第一控制信号P1每个脉冲周期中为高电位的启示时刻与结束时刻，在谐振电压检测点Nr通过采样电路106B分别采集谐振电容Cr的瞬时电压值Vcr(t1)、Vcr(t3)。其中，开始时刻t1与结束时刻t3分别对应第一电压检测时间点与第二电压检测时间点。

瞬时电压值Vcr(t1、Vcr(t3)通过电压转换电路106C的转换处理而转换为数字形式的电压并传输至处理电路106D，处理电路106D对时刻t1、时刻t3对应的瞬时电压值V1、V3进行求差处理：Vcr(t1)-Vcr(t3)＝△V1，△V1则作为预设时间段谐振电容Cr的谐振电压变化差值△Vcr。

进一步，在第二开关管Q2的控制信号为高电平的开始时刻t3与结束时刻t5，也即是第二控制信号P2每个脉冲周期中为高电位的启示时刻与结束时刻，在检测点Ns通过采样电路106B分别采集谐振电容Cr的瞬时电压值Vcr(t3)、Vcr(t5)。其中，开始时刻t3与结束时刻t5也分别对应第一电压检测时间点与第二电压检测时间点。

瞬时电压值Vcr(t3)、Vcr(t5)通过电压转换电路106C的转换处理而转换为数字形式的电压并传输至处理电路106D，处理电路106D对时刻t3、时刻t5对应的瞬时电压值V3、V5进行求差处理：Vcr(t3)-Vcr(t5)＝-△V1。-△V1也作为预设时间段谐振电容Cr的谐振电压变化差值-△Vcr。可以理解，△V1和-△V1的绝对值相同的电压差值。

步骤4000，依据谐振电压变化差值△Vcr调整开关电路101的工作状态。

在前述电压差值大于第一电压阈值范围的情况下输出第一调整信号；或者在前述电压差值小于第二电压阈值范围的情况下，输出第二调整控制信号；第一调整信号与第二调整信号用于调整控制信号。换言之，通过处理电路106D计算在谐振电容Cr的谐振电压的变化差值△Vcr，在所述变化差值△Vcr大于第一电压阈值范围的情况下，输出第一调整信号，或者在小于第二电压阈值范围的情况下，输出第二调整信号，以调整所述控制信号并对应调整输出整流滤波电路104输出的功率。可以理解，第一电压阈值范围内的电压值均大于第二电压阈值范围内的电压值。

具体地，当处理电路106D计算获得的谐振电压的变化差值△Vcr的绝对值超过预设的第一电压阈值范围时，处理电路106D输出第一调整信号，该第一调整信号用于控制电路105输出的控制信号，并使得控制信号处于第二电位以控制第一开关管Q1与第二开关管Q2均处于截止状态。

当处理电路106D计算获得的谐振电压的变化差值△Vcr的绝对值小于第二电压阈值范围时，处理电路106D输出第二调整信号，所述第二调整信号用于控制电路105输出的控制信号，并使得控制信号控制开关电路101中第一开关管Q1与第二开关管Q2工作于Burst模式。可以理解，开关电路101中第一开关管Q1与第二开关管Q2工作于Burst模式，也即是第一开关管Q1与第二开关管Q2在Burst-on时段、在谐振控制信号(交替的第一电位)控制下连续、交替导通多个周期后，在Burst-off时段以及在脉宽调制信号(低电位的第二电位)控制下均处于截止状态。

控制信号调整电路开关电路而由于谐振电流的采集时间早于谐振电压的采集时间，当通过谐振电流的电流差△I1控制调整开关电路101的工作状态时，可以提前半个开关周期进行调整，从而能够提前预测谐振电路102的谐振电流变化情况，进而快速通过谐振控制信号的调整控制开关电路101输出的第一交变电压，有效避免谐振电路102中谐振腔原边过载，保证LLC谐振变换器100整体工作的安全性与稳定性，并且在通过谐振电流的变化对谐振控制信号调整后，再进一步通过谐振电压的变化检测确定谐振电路102的工作情况，防止谐振电流中噪音或者尖峰电流的影响而导致对开关电路101的误调控。

本实施例中，通过将直接连接于谐振电路102中谐振电容Cr的控制信号调整电路106，直接对谐振电容Cr的谐振电压和谐振电流进行采样检测，也即是在变压电路103的原边侧直接对谐振电容Cr的谐振电压和谐振电流进行采样检测，有效提高了谐振电压与谐振电流的检测准确度与效率。进一步，依据检测获得的谐振电容Cr的谐振电压和谐振电流的变化差值直接调整所述开关电路101输出的第一交变电压，就可快速响应调整谐振电路102输出到变压电路103的交流电压，进而最终调整输出整流滤波电路104输出的电压与电流，也即是调整输出整流滤波电路104以及LLC谐振变换器100整体的输出功率。

进一步，通过谐振电流与谐振电压的变化差值，控制开关电路101中开关管均处于截止状态或者工作于Burst模式，可见，开关电路101中开关管工作于Burst模式是由负载大小的变化来确定的，有效避免由开关电路101的开关电路101中开关管频率来决定Burst模式切换的准确率不佳的问题。

应当理解的是，本发明的应用不限于上述的举例，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。