一种主电感共用电源电路及其实现方法

技术领域

本发明涉及电能转换技术领域，尤其涉及一种较大功率场景下的电源电路技术。

背景技术

现有技术中应用在较大功率(一般称大于200瓦为较大功率)或大功率场景下的电源模块包括前后两级电路，前级一般采用基于Boost整流器或者等效于Boost电路的各种拓扑电路实现功率因数跟踪(也称为PFC)，主流的PFC拓扑方案为三相三线制三电平VIENNA(例如还包括：两路交错并联三相三线制三电平VIENNA、单相交错式三相三线制三电平VIENNA)，图腾柱拓补电路，Boost电路(例如还包括：交错式Boost，单相电适用)；后级DC-DC的方案一般通过基于全桥或者半桥的电路拓扑方式(例如：两组交错式串联二电平全桥LLC、两组交错式并联二电平全桥LLC、三电平移相全桥、两组二电平LLC全桥串联、两组二电平三相交错LLC串联、三电平LLC半/全桥等)实现降压/稳压。

同时，现有的大功率电源是用前级PFC+后级DC-DC实现的大功率电源。在单体电源越来越大的过程中。必须把单个PFC电路的功率越做越大，也必须把单体DC-DC的功率越做越大。

参附图1所示现有技术中电源模块的前级实现PFC的拓扑电路，具体为三相三线制三电平VIENNA电路的连接示意图，参图2所示为现有技术中的电源模块的后级DC-DC拓扑电路，实现电源模块的稳压/隔离，具体为两组交错式串联二电平全桥LLC的连接示意图，即图1及图2的前后级电路共同实现电源模块为负载提供电能的功能，仅从图1及图2中即可看出，现有技术的电源模块电路元器件多，电路连接复杂，必然会导致成本高，电路稳定性弱，在能量转换/传输过程中损耗大，电能转换率低等问题，同时设计出即能够承载比较大的功率，又能实现比较高的转化效率的适应大功率电源场景的电源电路也是业内难题。

发明内容

本申请的一个目的是提供一种主电感共用电源电路，可以解决现有技术中电源电路转化率低、成本高、稳定性弱等问题，同时还可以设计出即能够承载比较大的功率，又能实现比较高的转化效率的适应大功率电源场景的电源电路。

本申请提供一种主电感共用电源电路，所述电源电路包括n个电路组件(n为大于等于2小于等于12的自然数)、主电感、开关、控制器及信息采集模块；所述电路组件包括：电容、变压器、输出半波整流模块；

所述电路组件的电容及变压器原边绕组端进行串联连接，所述变压器副边绕组端为提供电能输出端，其中一端与输出半波整流模块相连接；

所述n个电路组件中每个电路组件内的电容及变压器原边绕组串联连接，电路组件之间并联连接；

输入电源的一端与所述主电感的一端相连接，所述主电感的另一端与所述n个电路组件的每个电容的一端及所述开关的一端相连接；所述n个电路组件的每个变压器的原边绕组非与电容串联连接的一端均与所述开关的另一端及输入电源的另一端相连接；

所述信息采集模块用于采集所述电源电路输入和/或输出端的信息；

所述控制器与所述信息采集模块及所述开关相连接，用于根据所述信息采集模块采集的信息及负载对电源电路的输出需求，生成包括所述开关占空比及频率的控制信息，并控制所述开关执行所述控制信息。

优选地，所述电源电路输入电压最大值V

优选地，所述电源电路输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V

优选地，所述电源电路输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V

优选地，所述电源电路输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V

优选地，所述电源电路的输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V

优选地，所述电源电路的主电感配合开关参与实现功率因数跟踪的同时，还根据输入电压大小及电源电路输出电压要求的大小实现升压及降压的动态调整。

优选地，在所述电源电路的输入电源为交流电时，所述电源电路还包括为所述主电感提供直流电输入的输入整流模块。

优选地，所述电源电路还包括输入电容，所述输入电容的一端与所述主电感的一端及输入电源的一端相连接，所述输入电容的另一端与所述开关的接地端及输入电源的另一端相连接；其中，在未知当前可输入所述电源电路的功率最大值时，所述电源电路实现最大功率点跟踪的同时，还实现根据输出需求的输出电压升/降的动态调整。

优选地，所述电源电路还包括为所述电源电路输出端提供整流的输出整流单元。

优选地，所述输出整流单元为H桥。

优选地，所述电路组件中的输出半波整流模块通过二极管实现输出的半波整流。

优选地，所述输出半波整流模块通过整流开关及控制所述整流开关的整流开关控制器实现输出的半波整流。

优选地，所述整流开关控制器根据对应电源电路的控制器控制开关为所述电路组件中的变压器的副边绕组感应电能的模式控制整流开关的开关模式。

优选地，所述电源电路包括的n个电路组件的输出端进行串联或并联的组合式连接，形成所述电源电路的提供电能输出端。

优选地，所述每个电源电路中包括的n个电路组件中的电容及变压器参数一致。

优选地，所述电源电路的开关通过双向开关或可控制开关器件实现。

优选地，所述电源电路包括的所述电源电路的开关为开关组件，所述开关组件为多个开关管的并联。

优选地，所述电源电路中变压器漏感值范围为小于1.5％。

优选地，所述电源电路中变压器结构为铜箔或U型金属片，且绕组方式为并绕。

本申请还提供一种主电感共用电源电路同时实现功率因数跟踪及升压/降压动态调整的方法，其特征在于，所述方法包括：

步骤S1，高频获取当前实际输入电流、输入电压、输出电压、输出电流值；

步骤S2，将获取的当前实际输出功率大小与接入负载所需要的目标输出功率大小进行比较；

步骤S3，根据所述当前实际输出功率与所述目标输出功率大小的比较结果，高频调整输入电流峰值；

步骤S4，根据所述输入电流峰值及当前输入的相位信息，高频确定目标输入电流值；

步骤S5，将所述当前实际输入电流值与所述目标输入电流值大小进行比较，根据所述比较结果高频确定开关的占空比、频率调整指令信息；

步骤s6，电源电路的开关高频执行所述指令信息，控制电源电路中主电感的充放电时间，使得电源电路的当前实际输入电流值尽量逼近所述目标输入电流值。

本申请还提供一种主电感共用电源电路同时实现最大功率点跟踪及根据输出需求的输出电压升/降的动态调整的方法，其特征在于，该方法包括：

步骤S1，高频获取当前实际输入电流、输入电压、输出电压、输出电流值；

步骤S2，高频调整输出电流峰值，监控由此引起的输入电压及输入功率变化情况，并根据所述输入电压及输入功率变化情况，确定输出电流峰值的更新调整信息；

步骤S3，根据所述输出电流峰值及对应输出的目标相位信息，高频确定目标输出电流值；

步骤S4，将所述当前实际输出电流值与所述目标输出电流值大小进行比较，根据所述比较结果高频确定开关的占空比、频率调整指令信息；

步骤S5，电源电路的开关高频执行所述指令信息，控制电源电路中主电感的充放电时间，使得电源电路的当前实际输出电流值尽量逼近所述目标输出电流值。

与现有技术相比，本申请的主电感电源电路包括多个电路组件、主电感、开关及用于控制开关工作状态的控制器；所述电路组件包括：电容、变压器、输出半波整流模块；在所述开关处于闭合状态时，开关与输入电源、所述主电感形成回路，并为所述主电感充电；所述多个电路组件中的电容、变压器原边绕组及开关形成多个回路；当所述开关处于断开状态时，所述输入电源、主电感、多个电路组件中的电容及变压器原边绕组形成多个回路，所述输入电源及充电后的主电感同时为所述多个电路组件中的电容充电，同时，变压器将原边绕组获得电能感应至副边绕组中，副边绕组输出端作为电源电路提供电能的输出端，从而实现了电能的传递，与现有技术相比，本申请的电源电路具有更好的扩展性，可以提供更加宽范围的电压/功率输出，使用的元器件少，具有很好的稳定性，且能量损耗低，转化率高；尤其是通过设置的多个电路组件，可以在提供同等功率输出的情况下，更加节约成本。

本申请所述的主电感共用电源电路的同时实现功率因数跟踪及根据输出需要的升压/降压的方法，可以通过高频调整输入电流峰值大小，进一步调整开关的频率及占空比，控制主电感充放电时间，实现了功率因数跟踪的同时，还根据输入电压大小及电源电路输出电压要求的大小实现升压及降压的动态调整，以及高频隔离，以满足负载需求；与现有技术相比，本申请的主电感共用电源电路可同时实现升压、降压及功率因数跟踪、高频隔离等功能，使用的元器件少，可有效节约成本，具有很好的稳定性，且能量损耗低，电能转化率高。

本申请所述的主电感共用电源电路同时实现最大功率点跟踪及根据输出需求的输出电压升/降的动态调整的方法，可以通过高频调整输出电流峰值大小，进一步控制调整开关的频率和/或占空比，控制主电感充放电时间，实现了根据输出需要的升压/降压及最大功率点跟踪，从而在未知输入电源功率大小的领域，例如通过太阳能电池板的光伏发电领域等，可以探测出输入至电源电路的电源的功率最大值，以最大限度的获取输入电源的电能，提高发电量，使用的元器件少，可有效节约成本，具有很好的稳定性，且能量损耗低，电能转化率高。

附图说明

图1为现有技术电源模块电路的前级PFC拓扑电路之三相三线制三电平VIENNA电路连接示意图；

图2为现有技术电源模块电路的后级DC-DC拓扑电路之两组交错式串联二电平全桥电路连接示意图；

图3为本申请中的一种实施例中主电感共用电源电路的连接示意图；

图4为本申请中的另一实施例中主电感共用电源电路的连接示意图；

图5为本申请中的另一实施例中主电感共用电源电路的连接示意图；

图6为本申请中的另一实施例中主电感共用电源电路的连接示意图；

图7为本申请的一实施例中主电感共用电源电路同时实现功率因数跟踪及升压/降压动态调整的流程图；

图8为本申请另一实施例中主电感共用电源电路同时实现最大功率跟踪及升压/降压动态调整的流程图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本申请的技术方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本申请保护的范围。

需要说明的是，本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本申请的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

本申请提供一种主电感共用电源电路，以解决现有技术的电源电路元器件多且连接复杂造成的成本高、稳定性弱，能量损耗大、转化率低等问题。

现有技术中电源电路通过设置前/后两级电路，由前级电路完成功率因素跟踪，后级电路完成降压/稳压，而本实施例公开的电源电路仅通过单个主电感、开关、多个包含电容变压器的电路组件等元器件的组合连接，即可实现现有技术通过两级非常复杂的元器件连接电源电路的功能，因本实施例的电源电路使用元器件少且其连接关系简单，从而具备了成本低、稳定性强、能量损耗低、转化率高等优点。

本申请的主电感共用电源电路包括n个电路组件，其中的n为大于等于2小于等于12的自然数，那么当n等于1时，为其基础的电路单元，该电路单元包括的电路元器件少，可以实现原来前级PFC+后级DC-DC的能力，使得极少的元器件形成了独立工作的单元，但是无法在确保电能高转化率的情况下提供比较宽的电压/功率输出范围，例如，若负载需要比较大的输出电压，在n等于1时，通常的解决办法较难做到效率及成本的兼顾，本申请的主电感共用电源电路包括多个电路组件，可以有效解决基础电路单元的问题，具体介绍如下：

①在负载需要基础电路单元输出比较高的电压时，需要大幅提高开关工作的占空比，便较难在输出功率、输出电压、转换效率等多个参数之间达成最佳平衡，导致电源电路工作效率较低。此时，可以通过本申请的主电感共用电源电路增加设置电路组件的个数，将多个电路组件的输出端串联起来，从而提高电源电路的输出电压范围。

②在负载需要基础电路单元输出比较高的电压时，也可以通过设置变压器副边圈数多于变压器原边圈数来解决；但实际应用过程中，变压器升压时无法有效的压制漏感，此时，可将本申请的主电感共用电源电路设置多个电路组件，用多个1∶1的变压器，将多个电路组件的输出端串联起来实现升压，解决了变压器漏感带来的电源电路稳定性问题，同时解决了电路升压问题。

③在负载需要n等于1的电源电路输出比较高的功率时，也即变压器需要承载比较大的功率而不会饱和，变压器的感量需设置的较小，开关管的工作频率需设置的较低；通过(a)变压器绕更多圈，其才不会饱和，但增加了成本，增加了铜损；(b)需要增加变压器磁芯中间的气隙，但导致漏磁严重，影响效率。在(a)基础上，变压器感量越低，承载的功率越大。但是变压器绕制更多圈会增加变压器的感量，需要增加更多的磁芯气隙，才能减少感量。此时气隙变大，也会导致更多的漏磁，影响转化效率。同时，如果需要整个电源电路承载比较大的功率。开关工作频率需要比较低，开关频率越低，电源电路的输出功率越大。但是，如果频率低于80K，在一些与负载要求的功率及变压器磁芯相关的具体场景下，例如，输入电压220V交流电/输出电压400V直流电/EE51磁芯的情况下，变压器的转化损耗开始明显增加，其转化效率明显下降。

以上的矛盾点，大大增加设计一个基础电路单元即能够承载比较大的功率，同时实现比较高的转化效率的适应大功率电源场景的变压器的难度。通过本申请的主电感共用电源电路设置多个电路组件，也即将一个变压器拆分成原边及副边绕组感量更大的多个变压器，在满足电源电路整体输出功率的情况下，单个变压器承载的功率减小，也即可以绕更少圈；变压器气隙可以更小；开关工作频率可以更高；使得上述多个矛盾点能够得到平衡，让一个主电感，带多个电路组件，从而设计出兼顾效率及成本的最佳工作状态的电源电路。

本申请所述的主电感共用电源电路可同时提供升压、降压实现了电能的灵活转换，也即实现不同电流、电压、功率下的电能的转换，具体使用场景包括但不限于逆变器、转换器、变流器、变频器及电源充电模块等。

本申请提供了一种主电感共用电源电路，该电源电路包括n个电路组件、主电感、开关、控制器及信息采集模块；所述电路组件包括：电容、变压器、输出半波整流模块，其中n为大于等于2小于等于12的自然数；

所述电路组件的电容及变压器原边绕组端进行串联连接，所述变压器副边绕组端为提供电能输出端，其中一端与输出半波整流模块相连接；所述n个电路组件中每个电路组件内的电容及变压器原边绕组串联连接，电路组件之间并联连接。

具体地，在该实施例中，主电感共用电源电路包括多个电路组件，电路组件的电容及变压器原边绕组端进行串联连接，所述变压器副边绕组端为提供电能输出端，其中与原边绕组两端中连接电容的一端对应的一端与输出半波整流模块相连接。

输入电源的一端与所述主电感的一端相连接，所述主电感的另一端与所述n个电路组件的每个电容的一端及所述开关的一端相连接；所述n个电路组件的每个变压器的原边绕组非与电容串联连接的一端均与所述开关的另一端及输入电源的另一端相连接。

参图4所示，该实施例的主电感共用电源电路包括n个电路组件，电路组件之间并联连接，继续结合图3所示，以主电感共用电源电路包括三个电路组件为例，具体地，电源电路包括A1、A2、A3三个电路组件及主电感L、开关K，其中电路组件A1包括电容C1、变压器T1及半波整流模块，电路组件A2包括电容C2、变压器T2及半波整流模块，电路组件A3包括电容C3、变压器T3及半波整流模块。

进一步地，电源电路的多个电路组件中的每个电路组件的电容及变压器原边绕组之间串联后并联连接，参图3所示，电源电路中包括A1、A2、A3三个电路组件，其中电路组件A1中的电容C1与变压器T1的原边绕组串联、电路组件A2中的电容C2与变压器T2的原边绕组串联、电路组件A3中的电容C3与变压器T3的原边绕组串联后，A1、A2及A3中的变压器T1、T2、T3原边绕组非与电容连接端并联与开关的一端相连接并接入输入电源的一端，电容C1、C2、C3与主电感连接端并联与主电感L的一端及开关K的另一端相连接；主电感L的另一端与输入电源的另一端相连接。

此外，半波整流模块需设置在与变压器原边绕组连接电容的一端对应的副边绕组输出的一端，例如图3中的T11端与T13端。

所述信息采集模块用于采集所述电源电路输入和/或输出端的信息；所述控制器与所述信息采集模块及所述开关相连接，用于根据所述信息采集模块采集的信息及负载对电源电路的输出需求，生成控制所述开关占空比及频率的指令信息，并控制所述开关执行所述指令信息。

为确保本申请的电源电路稳定性好，成本低等优点的基础上，电能转换率也比较高，还需要对电源电路中元器件进行参数确定。

电源电路中元器件参数的确定原则：具体元器件参数的确定与电源电路的输入电压、输出电压及输出功率相关，首先要确定输入电压最大值、输出电压最大值，以及电源电路单元的输出功率，此处，在交流电的情况下，电压最大值指其有效值，在直流电的情况下，电压最大值指输入/输出电压范围的最大值。根据输入电压最大值、输出电压最大值的比例以及电源电路单元的输出功率，确定电源电路单元中电容参数、电感参数、变压器原边/副边绕组的电感量及原/副边绕组比例、开关工作频率范围等。

具体地，实践中电源电路单元的电感及变压器原边/副边电感参数确定时需考虑：

在开关工作频率/占空比、变压器原边电感量及电感的电感量等参数不发生变化时，输入电压增加时，在开关导通期间，所述变压器原边绕组电感可以存储更多的能量，在开关断开期间，所述变压器原边绕组电感存储的能量感应到变压器副边绕组，可以增加电源电路单元的输出功率；输入电压减少时，可以降低电源电路单元的输出功率。

在输入电压最大值、电感的电感量、开关工作频率/占空比等参数不发生变化时，变压器原边电感量减小时，在开关导通期间，所述变压器原边电感可以存储更多的能量，在开关断开期间，所述变压器原边电感存储的能量感应到变压器副边绕组，可以增加电源电路单元的输出功率；相应地，变压器原边绕组电感量增加时，可以降低电源电路单元的输出功率；变压器原边绕组电感量确定过程中还需要考虑，变压器原边绕组存储的能量太多时，可能导致变压器饱和，进而降低电能转化效率。

实践中，改变变压器原边/副边绕组的圈数比例，会影响电路的转化效率；具体地，输入电压、开关工作频率/占空比、负载电阻值、变压器原边绕组电感量、电感的电感量等确定时，增加副边绕组圈数或减少原边绕组圈数，即减小原/副边绕组比例，可以增加输出电压；相应地，减少副边绕组圈数或增加原边绕组圈数，即增加变压器原/副边绕组比例，可以降低输出电压；通过具体场景及前述方式确定变压器的参数，从而可有效提升电源电路单元的转化效率。

实践中，在输入电压、开关工作频率/占空比、变压器原边绕组电感量等确定时，电感的电感量减少时，在开关导通期间，所述电感可以存储更多的能量，在开关断开期间，所述电感存储的能量，为变压器原边充电，变压器原边绕组再将能量感应到变压器副边绕组，可以增加电源电路单元的输出功率；电感的电感量增加时，可以降低电源电路单元的输出功率。

确定开关的频率范围时需考虑：在电源电路单元中其他元器件参数不变的情况下，开关频率调低时，单周期内开关闭合的储能时间t变长，频率f减小；在所述开关闭合期间，电感、变压器原边存储的能量增加，电源电路单元的输出功率会增加。相应地，开关频率调高时，电源电路单元的输出功率会减少。另外，随着开关频率的增加，开关在导通和关断瞬间，会产生“开关损耗”，增加开关的频率，会增加开关损耗。此处，还需要考虑变压器的转化效率，不同的磁芯在不同的频率下，对应的电感量不同，转化效率不同。过低的频率，例如，低于30K时，可能导致变压器饱和，引起转化效率下降；过高的频率，例如，高于500K时，可能使得变压器的感量发生巨大变化，降低转化效率。

确定电容的参数的过程，如前所述，电容在开关断开期间储能，在开关导通期间，电容与变压器原边绕组进行谐振，将存储的能量转移到变压器原边绕组。电容的容值过小，导致在工作期间，电容上存储的能量不足，降低电源电路单元的输出功率，进而降低了转化效率；电容的容值过大，在输入电压为交流电时，电容的电压不能紧跟交流电的输入电压的变化，导致功率因数跟踪过程中计算困难，电能转化效率下降。

在其中一个优选的实施例中，所述电源电路输入电压最大值V

具体地，在n＝1时，在所述电源电路输出功率大于200W，输入电压最大值与输出电压最大值的比例为0.2-8.0时，根据上述参数选择规则，在所述电容的参数小于30nF时，在开关的关断周期内电容两端的电压升高过快，使开关两端的电压上升过快，可能损坏开关，或者必须使用耐压更高的开关，增加了开关的成本，所述电容参数大于3μF时，开关导通期间，变压器原边绕组电感的电流上升太快，在开关断开瞬间，由于变压器漏感带来的电压尖峰太高，可能损坏开关，或者必须使用耐压更高的开关，从而增加开关的成本。变压器原边绕组电感量小于10μH时，变压器参数较难平衡，例如，圈数太少容易饱和，无法承载足够多的功率；或者圈数足够多，但是磁芯气隙太大导致漏磁严重，效率下降；变压器原边电感量大于1000μH时，开关导通的储能周期，变压器原边电感存储的能量下降，必须降低频率才能承载足够的功率，频率太低的情况下，变压器转换效率低且容易饱和。变压器原边/副边绕组比例小于1∶5时，变压器制作工艺困难，容易造成变压器副边绕组漏感太大，在开关导通时，副边绕组漏感导致在开关的电流产生巨大震荡，明显降低效率；变压器原边/副边绕组比例大于5∶1时，变压器制作工艺困难，容易造成变压器原边绕组漏感太大，在开关断开瞬间，原边绕组漏感导致在开关的两端产生巨大的电压震荡，可能损坏开关，或者需要选择耐压更高的开关，会导致开关成本的增加。

具体地，n＝1时，在该实施例中，根据上述参数选择原则，进一步确定电源电路中电感的参数，因电源电路工作过程中电能根据电感感量值及变压器原边绕组感量值大小关系在主电感和变压器原边绕组之间进行动态分配，故主电感参数需要具有比较宽的范围，具体为1μH-10mH。当主电感储能较多参与较多传能时，其参数值可设置的较小些，参数范围可设置为1μH-100μH；不参与传能或参与传能较少时，其参数值可以设置的较大些，参数范围可设置为2mH-10mH。

进一步地，确定主电感参数具体值时还需考虑如下情况：

如果主电感的电感量选择在变压器原边绕组电感量附近，举例而非限定：主电感的电感量及变压器原边绕组的电感量均设计在10μH-30μH，则在开关导通的储能周期，变压器原边绕组和主电感存储的能量一致，这样做的好处是让主电感分担传能任务，主电感和变压器原边绕组平衡发热点；同时，对于主电感的磁芯材质提出了要求，需要认真测试选择的磁芯在储能、传能过程中的损耗，避免电感饱和，可能会导致提高电感成本。

如果主电感的电感量比变压器原边绕组电感量大很多，举例而非限定：主电感的电感量设计在800μH-1000μH，变压器电感量设计在10μH，则在储能周期，变压器原边电感储能占主导。这样做的好处是，降低电感的传能，节省电感磁芯成本。

将主电感的电感量设置得远低于变压器原边绕组电感量，举例而非限定：主电感的电感量设计在10μH，变压器电感量设计在1000μH，这会导致储能期间，主电感的储能远超变压器原边储能。将主电感的电感量和变压器原边绕组电感量均设置较大，举例而非限定：主电感的电感量设计在100μ-1000μH，变压器电感量设计在100μ-1000μH，这会导致必须将开关频率设置在非常低的区间，才能输出200W以上的功率，且容易造成变压器、主电感的饱和，对于变压器、主电感参数的设置提出了非常高的要求。实践中该方案电源电路的电能转化效率较低。

具体地，在该实施例中，开关的工作频率与多种参数相关。在变压器原边绕组电感量、主电感的电感量、开关占空比、输入电压、负载等参数不变的情况下。降低开关的工作频率，会提高电源电路的输出功率；提高开关的工作频率，会降低电源电路的输出功率。需要注意的是，过低的开关频率，易造成电感和变压器的饱和，过高的开关频率，会导致开关损耗增加。具体地，开关频率需根据输入电压的波动情况、输出电压的动态要求实时动态调整。

进一步地，在满足电源电路根据输出需要进行动态升压、降压调整过程中，需要实时计算并调整开关占空比及频率的值，在电源电路实现功率因数跟踪的过程即为调整开关占空比及频率使得实际输入电流实时逼近与输入电压同步的、呈现为输入电压规律变化的目标输入电流，故开关的工作频率范围需要满足功率因数跟踪的同时进行动态调整，具体地，其范围为30K-500K左右。

综上，n＝1时，在所述电源电路输出功率大于200W，输入电压最大值与输出电压最大值的比例为0.2-8时，设置所述电容的参数为30nF-3μF，变压器原边电感量10μH-1000μH，电感参数范围为1μH-10mH，变压器原边/副边绕组比例1∶5-5∶1时，可使电源电路的电能转化率达到96％以上，某些具体场景下电能转化率可高达98％以上，具体实验数据详见表1实施例1至29。与现有技术相比，电能转化率更高，同时电源电路仅使用了很少的元器件，在成本较低的情况下实现了超高电能转换率，并且可以根据负载的需要实现动态的升压和降压，与现有技术相同电能转化率的电路相比，本申请的电源电路稳定性强，成本低，电能损耗低更加节约能源。

在其中一个优选的实施例中，所述电源电路输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V

具体地，当n＝1时，该实施例提供了电源电路输出功率200W-1000W，输入电压计算值与输出电压计算值的比例为0.2-1.0时，电源电路元器件中对应的电容、变压器原边绕组、变压器原副边绕组比例的参数范围。按照上述参数确定原则及过程，在确定了具体输入电压最大值、输出电压最大值及输出功率的情况下，在本实施例提供的对应元器件的参数范围内进行对应元器件具体参数的选择和确定，以满足功率因数跟踪，及根据输出端需要的升压、降压的动态调整，且可以使电能转化率高达98％及其以上，具体参数实验数据及测试结果详见表1中实施例1至8，与现有技术相同功能、相同电能转化率的情况下，本申请的电源电路元器件明显比现有技术电路的元器件更少、能源损耗更少，本申请成本更低、电路稳定性更强。

作为举例而非限定，n＝1时，在电源电路的输入电压最大值为50V，输出电压最大值为250V左右，输出功率为200W的情况下，根据上述参数设计原则，将主电感感量参数设计在10μ-1mH左右，变压器原边绕组感量参数设置在10μ-1mH左右，电容参数设置在500nF-3000nF左右，变压器原边/副边绕组比例设置在1∶2-1∶5左右，此时对应的电能转化率在97％以上。

具体地，n＝1时，在该实施例中将变压器原边绕组感量设置为10μH的感量，或者将主电感的电感量设置在10μH左右，是因为在50V输入电压的情况下，每次储能周期，主电感的储能以及变压器原边储能的量很低，大幅减小变压器原边绕组感量，或者大幅减少主电感的电感量，才能使得变压器的原边绕组和主电感在储能周期存储足够多的能量，让电源电路向输出端或接入的负载提供足够的功率。但是，如果继续降低变压器原边绕组感量，或者继续降低主电感的电感量，会大幅增加变压器的励磁电流导致转化效率大幅下降。

在该实施例中，n＝1时，采用的变压器原边/副边绕组感量比值范围为1∶2-1∶5左右。由于输入电压最大值只有50V，如果采用1∶1的变压器，需要提高开关工作的占空比，才能提高输出电压。需要的输出电压是300V，需将占空比提高到大概70％以上，才能得到300V左右的输出电压，此时开关导通工作状态下损耗下降太多，导致电源电路转化效率低。采用原边/副边绕组感量比值范围为1∶5-1∶2的升压变压器，可以有效降低开关的占空比，提高电能转化效率。

由于输入电压比较低，电容需要相对比较大的容值，才能保证在储能周期，有足够多的能量存储在变压器原边绕组。如果将电容参数设置在500nF以下，输出电压动态变化时，在部分功率点出现电容中存储的能量不足，效率下降的情况。如果将电容设置在3000nF以上，观察到在开关断开的过程中，产生了一个很大的电压尖冲，此时需要耐压性能更好的开关，这便增加了成本。

n＝1时，输入电压最大值为300V，输出电压最大值为300V左右，输出功率为1000W的情况下，根据上述参数设计原则，将变压器原边绕组电感量设置在60μH-1mH左右，电容参数设置在100nF-500nF左右，变压器原边/副边绕组比例设置在1∶1左右，此时对应电源电路的电能转化率在98％以上。

具体地，举例而非限定，n＝1时，输入为300V的直流电，输出为峰值300V左右的交流电，电源电路输出功率为1000W，输入电压最大值与输出电压最大值为1∶1左右，电感和变压器原边绕组的感量选择要相对较大一些，例如，将变压器原边绕组感量设置为60μH，主电感感量设置为1mH。由于输入电压最大值与输出电压最大值的比例为1，所以采用的变压器原边/副边感量为1∶1左右。变压器原边/副边比例接近的情况下，变压器加工工艺可节省成本，并且漏感容易控制。

在该实施例的应用场景下，n＝1时，选择小于100nF的电容，可能会出现在开关闭合的储能周期电容无法提供足够多的能量给变压器原边绕组，导致电源电路转化效率下降；选择大于500nF的电容，在开关闭合的储能周期给变压器原边绕组电感充电时，容易导致充电电流大，在开关断开瞬间，由于变压器原边漏感产生一个电压尖冲，导致需要选择更高耐压的开关，增加成本。

在该实施例中，作为举例而非限定，n＝1时，输入电压最大值为300V，输出电压最大值为300V左右，输出功率为1000W的情况下，根据前述参数设计原则，变压器原边绕组设置在60μH-1mH左右，电容参数设置在100nF-500nF左右，变压器原/副边绕组比例设置在1∶1左右，输入电压最大值与输出电压最大值为1∶1左右，主电感和变压器原边绕组的感量选择要相对较大一些。更小的感量，将造成电能转换效率下降。实践中将变压器原边绕组感量设置为60μH，主电感感量设置为1mH，此时对应的电能转化率在98％及其以上。

同时，可以选择将储能周期的能量存储在变压器和主电感之间分配。提高主电感感量、降低变压器感量，变压器原边在开光闭合的储能周期存储的能量占比更多，主电感占比更少。降低主电感感量、提高变压器感量，变压器原边在开光管闭合的储能周期存储的能量占比更少，主电感占比更多。

在该实施例的应用场景下，n＝1时，电容参数在100nF-500nF左右；实践中，小于100nF的电容，在开关闭合的储能周期，电容中的能量太少，无法提供足够多的能量给变压器原边绕组，导致电源电路电能转化效率下降；大于500nF的电容，在开关闭合的储能周期，电容储能太多，其给变压器原边绕组电感充电，容易导致充电电流大，在开关断开瞬间，由于变压器原边漏感产生一个电压尖冲，导致需要选择更高耐压的开关，增加成本。

在该实施例中，n＝1时，由于输入电压最大值与输出电压最大值的比例为1，所以采用的变压器原边/副边感量为1∶1左右。变压器原边/副边比例接近的情况下，变压器加工工艺可节省成本，并且漏感容易控制。

在其中一个优选的实施例中，所述电源电路输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V

具体地，在n＝1时，该实施例提供了电源电路输出功率1000W-2000W，输入电压计算值与输出电压计算值的比例为0.5-1.5时，电源电路元器件中对应的电容、变压器原边绕组、变压器原副边绕组比例的参数范围。按照上述参数确定原则及过程，在确定了具体输入电压最大值、输出电压最大值及输出功率的情况下，在本实施例提供的对应元器件的参数范围内进行对应元器件具体参数的选择和确定，以满足功率因数跟踪，及根据输出端需要的升压、降压的动态调整，且可以使电能转化率高达97％以上，甚至达到98％以上，具体参数实验数据及测试结果详见表1中实施例14至20，与现有技术相同功能、相同电能转化率的情况下，本申请的电源电路元器件明显比现有技术电路的元器件更少、能源损耗更少，本申请成本更低、电路稳定性更强。

作为举例而非限定，在n＝1时，输入电压为220V正弦波，即输入电压最大值为311V左右，输出电压最大值为200V左右，输出功率为2000W的情况下，根据上述参数设计原则，将变压器原边绕组电感量范围设置在30μH-1mH左右，电容参数范围设置在500nF-3000nF左右，变压器原/副边绕组比例设置在2∶1左右，电源电路的电能转化率可高达97％以上，与现有技术同样的电能转化率，本申请电源电路元器件少，能量损耗小，稳定性更强，也更节约能源。

作为举例而非限定，在n＝1时，输入电压为380V正弦波，即输入电压最大值为540V左右，输出电压最大值为1000V左右，输入电压最大值与输出电压最大值比例为0.5左右，输出功率为1000W的情况下，根据上述参数设计原则，变压器原边绕组感量设置在150μH-1mH左右，电容参数设置在50nF-500nF左右，变压器原/副边绕组比例设置在1∶2左右，此时对应的电能转化率在98％以上。

具体地，n＝1时，在该实施例中，输出电压为1000V时，输出电压太高，如果使用1∶1的变压器，输出电压会被感应到变压器原边，叠加电容电压，导致开关耐压太高，损坏开关。使用1∶2的变压器，开光关断期间，输出电压1000V感应到原边后，原边电压只有500V，叠加电容电压后，大幅减少了开关关断期间的耐压，增加了开关的选择空间，大幅降低了成本。故，需要将变压器原/副边绕组比例为1∶2，这样设置可以大幅降低开关工作占空比，提高电源电路的电能转换效率。同时，输出电压1000V，经过原副边1∶2的变压器折算到原边，可以大幅减少开关管再关断期间的耐压，增加开关管的选择空间，大幅降低成本。

在其中一个优选的实施例中，所述电源电路输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V

在该实施例中，n＝1时，作为举例而非限定，输入电压为220V正弦波，即输入电压最大值为311V左右，输出电压最大值为40V左右，输出功率为1000W的情况下，根据上述参数设计原则，变压器原边绕组感量设置在150μH-250μH左右，电容参数设置在200nF-500nF左右，变压器原/副边绕组比例设置在5∶1左右，此时对应的电能转化率在96％以上，具体参数实验数据及测试结果详见表1中实施例9至13。与现有技术相同功能、相同电能转化率的情况下，本申请的电源电路元器件明显比现有技术电路的元器件更少、能源损耗更少，本申请成本更低、电路稳定性更强。

具体地，n＝1时，在该实施例中，输出电压仅为40V，输出半波整流模块可以使用开关器件代替二极管。低电压情况下，输出电流很大，需要选择内阻比较低的开关元器件。

本案例中输出电压仅为40V，可以用开关器件代替二极管进行输出半波整流。选择替代二极管的开关元器件时，需要注意的是：

第一、电源电路开关导通的储能周期，输入电压经过5∶1的变压器折算到变压器副边加上输出电压40V，替代开二极管进行半波整流的开关器件需要选择的开关元器件耐压约等于311V/5+40V，约为102.2V，选择的开关元器件耐压要超过该取值。

第二、低电压情况下，输出电流很大，需要选择内阻比较低的开关元器件。

可以采用内阻固定的开关期间，用多个开关期间并联工作的方式降低总的内阻，可有效提升输出半波整流的转换效率。进而提升整个电路单元的转换效率。

在该实施例中，n＝1时，作为举例而非限定，输入电压为380V正弦波，即输入电压最大值为540V左右，输出电压最大值为100V左右，输入电压最大值与输出电压最大值比例为5∶1左右，输出功率为2000W的情况下，根据上述参数设计原则，变压器原边绕组感量设置在50μH-150μH左右，电容参数设置在400nF-800nF左右，变压器原/副边绕组比例设置在2∶1左右，此时对应的电能转化率在97％以上。与现有技术相同功能、相同电能转化率的情况下，本申请的电源电路元器件数量远远小于市场同类型产品，成本远低于市场产品，且电路稳定性更高。

该实施例为电源电路的输入电压较高，输出电压较低，输出电流较大的情况。实践中，n＝1时，如果使用1∶1的变压器，可能使得开关占空比太小，频率太低，导致变压器转换效率低，进而使得电源电路整体电能转换效率下降。使用2∶1-3∶1左右的变压器，可以很好的解决该问题，提升电路转换效率。此时，需要注意，2∶1-3∶1的变压器原边漏感会增加，如果原边漏感太大，会在开关关断瞬间产生一个电压尖冲，导致损坏开关，或者需要使用耐压更高的开关，增加了成本。此处建议使用铜箔作为原副边线圈，将原边、副边并绕的的工艺制作变压器，降低变压器原边、副边漏感。

该实施例中输出电压仅为100V，建议选用开关元器件代替二极管进行输出半波整流，并且可以考虑采用将电源电路的开关设置为多个开关器件并联形成的开关组件，以降低导通损耗。

在其中一个优选的实施例中，所述电源电路的输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V

在该实施例中，n＝1时，作为举例而非限定，输入电压为600V-1000V，输出电压220V-380V，输出功率为2000W-10000W的情况下，根据上述参数设计原则，变压器原边绕组电感量设置在50μH-250μH左右，电容参数设置在100nF-800nF左右，变压器原副边绕组比例设置在1∶1-2∶1左右，此时对应的电能转化率在96％以上，具体参数实验数据及测试结果详见表1中实施例21至26。变压器原边绕组电感量低于50μH，可能导致开关管频率太高，无法使用IGBT等开关管，进而增加了成本；高于250μH，可能导致整个电路无法输出足够的功率，或者需要将开关工作在极低的频率，降低了变压器转换效率。与现有技术相比同等功率，同等效率情况下，本申请电源电路元器件数量远远小于现有技术的电路产品，成本远低于现有技术产品。

本申请的主电感共用电源电路的1个电源电路包含1个主电感带n个电路组件，通过对n的设置，可以使电源电路具有可扩展性可以适用于更多的场景，且提供更加宽范围的输出电压，同时与上述n＝1时相比电源电路的电能转换率更高，具体可参见表2中实施例1至4对应的具体实验数据，其中n的确定方式如下：

当n的值越小，变压器个数越少，单个变压器需要承载的功率越大；此时，选择得当的情况下，变压器个数较少，成本较低。需要注意的是，变压器原边绕组电流太大，可能导致变压器发热，变压器散热困难，电能转化效率降低。实践中，出现转化效率低、变压器发热等情况，可以考虑增加n的个数。

当n的值越大，变压器个数越多，单个变压器需要承载的功率越小；此时，设置得当的情况下，变压器发热分散到多个点，单个变压器原边电流较小，提高电能转化效率。同时，多个变压器可以灵活的选择串联和并联，提高了整个电源电路的输出电压范围。

但是，需要注意的是，n的值的增加，让变压器个数增加，可能带来更高的成本，同时可能使得整个产品的体积变得更大。考虑到，变压器的制作工艺问题，多个电路组件中的多个变压器原边绕组感量可能存在有差异。这些差异将会使得实践中，多个变压器的原边电流不能均流。在电源电路的开关关断瞬间，多个电路组件中的多个电容存在相互充放电的情况，造成开关的电流不稳定。

实践中，建议n≤12，在实验过程中，在n＝12的情况下，即一个电感带12个变压器，过程中可以看到变压器原边电流在工作周期内不断变化，开关电流时大时小，整个电路稳定性较弱，在开关性能不能保证的情况下，存在损坏开关的可能，但依然能够达到97.19％的电能转化率，详见表2中实施例4；在n>12的情况下，电源电路稳定性更弱些。

实践中，遇到变压器热量难以处理的情况，例如在大功率场景下，出现的线包发热、磁芯发热的问题。此时可以选择使用本申请的主电感共用的逻辑，将大功率变压器拆分成2个或者更多的变压器分散热量。

在一个具体实施例中，输入电压为380V的交流电，输出电压为300V的直流电，功率为4000W，此时主电感参数为800μH，变压器原边绕组电感量50μH，变压器磁芯选择EE55磁芯，电容容值300nF。实际工作过程中，采用20W的风扇对着变压器满功率吹，满载工作10分钟，变压器线包温度上升到150摄氏度。

利用本申请的主电感共用电源电路，输入电压为380V的交流电，输出电压为300V的直流电，功率为4000W，此时主电感参数为800μH。设置一个主电感带2个电路组件，2个变压器选择EE51磁芯，2个变压器原边绕组感量选择100μH，2个电容容值选择200nF，采用20W风扇对着变压器满功率吹，满载工作10分钟，变压器线包温度仅上升到73摄氏度。可见，本专利公开的主电感共用技术，可以很好的解决变压器散热困难问题。

实践中，遇到输出电压比输入电压高出很多，导致电能转化效率低或者开关耐压超过上限的问题，可以采用本申请的主电感共用电源电路，将变压器拆分为多个变压器，将变压器输出端进行串联，可以有效解决该问题。

在一个具体实施例中，输入电压为380V的交流电，输出电压为1000V的直流电，功率为2000W的情况下，设置主电感参数为0.8mH，变压器原边电感绕组70μH，电容容值为200nF；该情况下，电源电路的开关在关断期间，开关两侧电压可上升至1500V以上，需选择耐压较高的开关。同时，由于升压太高，占空比太大，工作周期内普遍大于65％，导致电能转化效率为94.3％。

利用本申请的主电感共用电源电路，输入电压为380V的交流电，输出电压为1000V的直流电，功率为2000W的情况下，设置主电感参数为0.8mH，一个主电感带2个电路组件，2个变压器原边感量均设置为150μH，2个电容容值选择200nF，设置单个变压器输出500V，将变压器副边的二极管输出端进行串联后，电源电路的开关在关断期间，开关两侧电压下降至1050V，电源电路可提供1000V的输出电压，效率为97.4％。

在其中一个优选的实施例中，参图3并结合图4所示，在电源电路中当所述开关处于闭合状态时，输入电源、所述主电感及所述开关形成回路，并为所述主电感充电；所述n个电路组件中每个电路组件相互串联的电容与变压器原边绕组电感及所述开关形成n个LC震荡回路；

当所述开关处于断开状态时，输入电源、所述主电感与所述n个电路组件中每个电路组件相互串联的电容及变压器原边绕组形成n个LLC震荡回路，输入电源及充电后的主电感为所述n个电路组件的n个电容充电，同时变化的电流将能量从n个变压器的原边绕组感应到副边绕组。

在该实施例中，以主电感共用电源电路包括三个电路组件为例，其工作过程中形成的回路为：回路①【输入电源+主电感L+电容C1+变压器TI原】，回路②【输入电源+主电感L+电容C2+变压器T2原】，回路③【输入电源+主电感L+电容C3+变压器T3原】，回路④【输入电源+主电感L+开关K】，回路⑤【电容C1+开关K+变压器T1原】，回路⑥【电容C2+开关K+变压器T2原】，回路⑦【电容C3+开关K+变压器T3原】。

具体地，控制器根据电源电路提供电能输出端所需要的电能大小的需求情况，控制开关K的断开和闭合的频率及占空比。当开关K处于断开状态时，输入电源、主电感L及电路组件A1形成回路①，输入电源、主电感L及电路组件A2形成回路②，输入电源、主电感L及电路组件A3形成回路③，此时主电感L通过回路①、回路②及回路③分别为电路组件A1、A2、A3中的电容充电，同时变化的电流将能量从变压器T1/T2/T3的原边绕组感应到副边绕组，也即等效于主电感L与A1、A2及A3三个电路组件形成三个LLC震荡回路①、②及③。

当所述开关K处于闭合状态时，开关K与输入电源、主电感L形成新的回路④，此时输入电源通过该回路④为主电感L充电；所述三个电路组件中电路组件A1的电容c1与开关K及变压器T1原边绕组电感形成回路⑤，电路组件A2的电容c2与开关K及变压器T2原边绕组电感形成回路⑥，电路组件A3的电容c3与开关K及变压器T3原边绕组电感形成回路⑦。

进一步地，本实施例公开的电源电路通过对开关K工作状态的控制，使得主电感L充电后再向A1、A2、A3三个电路组件的电容C1及变压器T1原边绕组、电容C2及变压器T2原边绕组、电容C3及变压器T3原边绕组进行放电，从而使得变压器T1、T2及T3的原边绕组获得能量并感应至变压器T1、T2及T3的副边绕组，并进一步将电能输出。通过控制开关K的频率及占空比，以控制主电感L的充/放电时间及每个电路组件中变压器原边绕组电感的充/放电时间，并进一步控制每个电路组件中变压器副边绕组输出的电能大小，本实施例通过与现有技术相比包括很少的元器件的电源电路即可实现电能的高效传递，成本低、稳定性强、且转化率高。

具体地，本实施例公开的电源电路的详细工作过程如下：

开关K闭合时，输入电源为主电感L充电，主电感L储能，开关K断开瞬间，主电感L为保持其两端的电流不得突变，便将产生一个高电压，通过开关K断开后与三个电路组件形成的①、②及③三个回路，将电能传递出去，主电感L同时分别为电路组件A1中的电容C1、电路组件A2中的电容C2、电路组件A3中的电容C3充电，同时变压器原边绕组电流产生了较大的变化，将能量感应到变压器副边绕组。此时输入电源的电压加上主电感L的电压等于A1、A2及A3每个电路组件中电容加上变压器原边绕组电感的电压，即：

开关K由断开状态转为闭合时，电源电路又形成④、⑤、⑥及⑦四个新的回路。

开关K由断开状态转为闭合时，三个电路组件中的电容C1、电容C2及电容C3通过回路⑤、⑥及⑦分别为变压器T1、T2、T3的原边充电，在第⑤个回路中电容C1为变压器T1原边绕组充电，在第⑥个回路中电容C2为变压器T2原边绕组充电，在第⑦个回路中电容C3为变压器T3原边绕组充电，此时，等效于三个电路组件中对应的回路⑤、⑥及⑦中电容与变压器原边绕组形成谐振回路，保持回路的电能；同时开关K处于闭合状态后，通过第④回路输入电源为主电感L充电，主电感L进行下一次储能。电容C1、C2、C3进行下一次储能。

电源电路包括其他个数电路组件的工作原理与上述包括三个电路组件的工作原理及过程实质相同，在此不再赘述。

在其中一个优选的实施例中，当所述输入电源向主电感共用电源电路提供的电能为周期性波动的电压时，例如为周期性的正弦波、方波、三角波、梯形波等，所述主电感在所述电源电路中配合开关工作状态同时实现功率因数跟踪及对应输出需要的升压和/或降压的动态调整。

具体地，在所述输入电源向主电感共用电源电路提供的电能为周期性波动的电压时，所述电源电路的主电感配合开关的工作状态，在所述电源电路中实现功率因数跟踪，工作原理为：

在输入电源为周期性交流电输入时，将输入电源被整流后输入主电感的电压周期T’设置为第一时间区间【若输入电源为直流，则不需要整流直接将输入电源的电压周期T’设置为第一时间区间】，在此第一时间区间T’内，输入电压不断变化。由于主电感根据其参数特性具备的不允许电流突变的特性，控制器控制开关K的开关频率对应的时间周期区间为第二时间区间T”；在第二时间区间T”小于输入主电感的电压周期T’多个量级的情况下，在T’电压周期范围内，开关K已经完成关断和闭合的次数上百、千次，也就是说输入电源提供电压周期T’本身存在波谷至波峰的变化的过程中，因开关K的开/关切换频率较高，对于通过开关K的工作状态控制电源电路工作过程来说，局部地看输入电源的电压并非变化很大，基本可以认为不变，也即开关K开关一次前后对应的输入电源电压视为不变，同时，在第一时间区间T’包括非常多个第二时间区间T”的情况下，也即输入电压产生明显变化时，主电感L已经通过开关K的控制进行过多次的充放电过程，也即此时主电感L已经完成上述工作过程中回路①【输入电源+主电感L+电路组件An】、回路②【输入电源+主电感L+开关K】及回路③【电路组件An+开关K】的多次轮回，主电感L可以通过当前输入电源对应的即便较低的电压获得电能，并通过上述回路顺利将电流传输至电路组件An对应变压器Tn，并进一步提供至电能输出端，从而不会仅仅使用了输入电源周期性波动里的峰值部分电压，而是可以有效地将输入电源的即便很低的电压也进行顺利传输，实现了功率因数跟踪。

该实施例中主电感可以在电源电路中实现功率因数跟踪，意味着主电感可以将输入电源输入的电压很低的部分电能也进行充分利用，保证了电源电路的功率因数可以超过99％。

具体地，本申请电源电路的主电感在实现上述功率因数跟踪的同时，还可以实现根据输入电压及电源电路负载所需输出电压的具体情况，配合开关K的工作状态，进行升压及降压的动态工作过程，其具体升压/降压过程及原理为：

当电源电路提供的电压不足，无法满足负载需要，需要升压时，控制器控制开关K，调高开关K的占空比，或降低开关K的工作频率，也即增加主电感L和变压器原边绕组的充电时间，主电感L和变压器原边绕组在开关断开时，将更多电能感应至变压器T的副边绕组，以实现升压。进一步，若电源电路提供的电压较高，需要降压时，控制器控制开关K，降低开关K的占空比和/或提高开关K的工作频率，降低主电感L、变压器原边绕组的充电时间，从而减少其向变压器副边绕组传输的电能，以实现降压。

此处，在开关K的工作频率对应的周期区间T”整体高于输入电源提供电压周期T’的情况下，也即T”>>T’，调整开关K的频率及占空比，进一步调整主电感的充放电时间，以实现升压/降压，具体地，输入电源提供电压周期T’的大小可以根据输入电源的具体情况进行设置，进一步地，若输入电源为电压进行周期性变化的交流电，例如，工频正弦波交流电，其频率即为50HZ，对应的周期为20ms，经过整流桥之后，形成的脉动直流，其对应的T’＝10ms；若输入电源为电压变化不具有明显的周期性，则可进行比拟与正弦波交流电的变化周期设置T’的值，具体设置方式只需要满足上述描述的要求，能够实现本申请的方案即可。

具体地，参图7所示，所述主电感在所述电源电路中配合开关工作状态实现功率因数跟踪及对应输出需要的升压和/或降压，其具体工作过程如下：

步骤S1，高频获取当前实际输入电流、输入电压、输出电压、输出电流值；

步骤S2，将获取的当前实际输出功率大小与接入负载所需要的目标输出功率大小进行比较；

步骤S3，根据所述当前实际输出功率与所述目标输出功率大小的比较结果，高频调整输入电流峰值【I_in_peak】；

步骤S4，根据所述输入电流峰值【I_in_peak】及当前输入的相位信息【当前输入电压/输入电压峰值】，高频确定目标输入电流值【I目标输入电流值＝I输入电流峰值*相位信息】；

步骤S5，将所述当前实际输入电流值与所述目标输入电流值大小进行比较，根据所述比较结果高频确定开关的占空比、频率调整指令信息；

步骤S6，电源电路的开关高频执行所述指令信息，控制电源电路中主电感的充放电时间，使得电源电路的当前实际输入电流值尽量逼近所述目标输入电流值。

具体地，本申请的主电感共用电源电路稳定性高、具备可扩展性，同样的电能转化率成本低、性能好。该电源电路还能够同时实现升压、降压及交流输入情况下的功率因数跟踪等功能。此外，对电源电路中的元器件参数进行设置，可以使本申请的电源电路电能转化率高达98％甚至98％以上，同样的电能转化率，本申请的电源电路与现有技术相比成本更低、电路稳定性更好。

在其中一个优选的实施例中，所述电源电路还包括输入电容，所述输入电容的一端与所述主电感的一端及输入电源的一端相连接，所述输入电容的另一端与所述开关的接地端及输入电源的另一端相连接；其中，在未知当前可输入所述电源电路的功率最大值时，所述电源电路实现最大功率点跟踪的同时，还实现根据输出需求的输出电压升/降的动态调整及隔离。

具体地，参图4所示，以电源电路包括2个电路组件为具体实施例例，本实施例公开的电源电路在工作过程中形成的回路包括：回路①【输入电源并联输入电容+电感L+电路组件A1(电容C1+变压器T1)】，回路①’【输入电源并联输入电容+电感L+电路组件A2(电容C2+变压器T2)】，回路②【输入电源并联输入电容+电感L+开关K】，回路③【电路组件A1(电容C1+变压器T1)+开关K】，回路③’【电路组件A2(电容C2+变压器T2)+开关K】，回路④【输入电源+输入电容】。

进一步，本实施例公开的电源电路的详细工作过程如下：开关K闭合时，输入电源并联输入电容为电感L充电，电感L储能，同时变压器T1、T2的原边绕组储能，开关K断开瞬间，电感L为保持其两端的电流不得突变，便将产生一个高电压，通过开关K断开后形成的新的回路①及①’，将电能传递出去，电感L为电容C1及C2充电，电感L和变压器T1及T2原边存储的能量通过变压器原边感应至变压器副边，此时输入电源的电压加上电感L的电压等于电容C1加上变压器T1原边绕组的电压也等于电容C2加上变压器T2原边绕组的电压，即：

回路④，当输入功率变大，或者输出功率减小。输入电源通过回路④向输入电容充电，输入电容的电压增加；当输入功率减小或者输出功率增加，则输入电源并联输入电容一起放电，输入电容的电压下降。

电源电路包括其他个数电路组件的工作原理与上述包括两个电路组件的工作原理及过程实质相同，在此不再赘述。

具体地，所述电源电路实现根据输出需求的输出电压升/降的动态调整，以获得目标波形的交流电，需满足下述原理：

在输出要求为周期性交流电时，将电源电路的输出半波整流模块输出的电压波动周期T’设置为第一时间区间，在此第一时间区间T’内，对应输出需要的输出电压是根据负载的输出需要不断变化的，例如：输出一个有效值220V的正弦波。由于电感根据其具备的不允许电流突变的特性，控制器控制开关K的开关频率对应的时间周期区间为第二时间区间T”；在第二时间区间T”小于输出半波整流模块输出的电压周期T’多个量级的情况下，在T’电压周期范围内，开关K已经完成关断和闭合的次数上百、千次，也就是说输出需要电压波形周期T’本身存在波谷至波峰的变化的过程中，因开关K的开/关切换频率较高，对于通过开关K的工作状态控制电源电路工作过程来说，局部地看输出需要的电压波形并非变化很大，基本可以认为不变，也即开关K开关一次前后对应的输出需要的电压波形视为不变，同时，在第一时间区间T’包括非常多个第二时间区间T”的情况下，也即输出电压产生明显变化时，电感L已经通过开关K的控制进行过多次的充放电过程，也即此时电感L已经完成上述工作过程中回路①【输入电源+电感L+电容C+变压器T】、回路②【输入电源+电感L+开关K】及回路③【电路组件An+开关K】的多次轮回，本电路的电感L，以及变压器T的原边绕组可以通过上述方法在T”周期内实现对输出电压的精确控制，也即可以很好的控制输出在T”周期内输出需要的即便较高的、或者较低的电压波形，从而可以通过对T”周期内输出电压的高频控制，提供满足T’周期内输出需要的非常精确的电压波形，例如，通过T”＝10μS的周期内控制输出电压值，实现在T’＝20mS周期内精准输出50Hz的正弦波。

具体地，本申请电源电路具体升压/降压过程及原理为：

当电源电路提供的电压不足，无法满足负载需要，需要升压时，控制器控制开关K，调高开关K的占空比，或降低开关K的工作频率，也即增加电感L和变压器T原边绕组的充电时间，电感L和变压器T的原边绕组在开关断开时，可以有更多的电能感应至变压器T的副边绕组，以实现升压。进一步，若电源电路提供的电压较高，需要降压时，控制器控制开关K，降低开关K的占空比，降低电感L和变压器T原边绕组的充电时间，从而减少变压器T副边绕组感应到的电能，以实现降压。

此处，由于输入端的功率并不确定，所以采取升压或者降压操作后，随着输出功率的变化，输入电容的储能也会发生变化，进而导致输入电容电压的变化。

如果输入电压上升，在开关K闭合的储能周期内，电感L和变压器T原边绕组储能会增加，传递至副边的能量也会增加，输出功率会上升；如果输入电压下降，在开关K闭合的储能周期内电感L和变压器T原边绕组储能会下降，传递至副边绕组的能量也会下降，输出功率会下降。

所以，本电路提供的动态升压、降压的过程，是一种高频的，根据输出负载的动态需要以及输入电压的动态响应进行不断调整的工作过程。

此处，在开关K的工作频率对应的周期区间T”整体高于输出需要电压波形周期T’的情况下，也即T”>>T’，调整开关K的频率及占空比，进一步调整电感的充放电时间，以实现升压/降压，具体地，输入电源提供电压周期T’的大小可以根据输出需要电压波形的具体情况进行设置，进一步地，若输出需要的电压波形为电压进行周期性变化的交流电，例如，正弦波交流电，对应的T’＝10ms，若输出需要电压波形变化不具有明显的周期性，则可进行比拟与正弦波交流电的变化周期设置T’的值，例如，设置T’为10ms左右，具体设置方式只需要满足上述描述的要求，能够实现本申请的方案即可。

具体地，所述电源电路实现最大功率点跟踪的同时还实现根据输出需要的升压/降压动态调整，参图8所示，其具体工作过程如下：

步骤S1，高频获取当前实际输入电流【I_in】、输入电压【V_in】、输出电压、输出电流值。

步骤S2，高频调整输出电流峰值【I_out_peak】，监控由此引起的输入电压及输入功率变化情况，并根据所述输入电压及输入功率变化情况，确定输出电流峰值的更新调整信息。

步骤S21(未视出)，高频增加输出电流峰值【I_out_peak】，监测输入功率【P_in＝V_in*I_in】的变化情况；若输入功率随着输出电流峰值的增加也在增加，则继续高频增加输出电流峰值【I_out_peak】；若输入功率随着输出电流峰值的增加出现下降情况，则执行步骤S22。

步骤S22，高频降低输出电流峰值【I_out_peak】，检测输入功率【P_in＝V_in*I_in】的变化情况，若输入功率响应为上升，则继续高频降低输出电流峰值【I_out_peak】，直到输入功率开始出现下降，则进入步骤S21；若输入功率响应为下降，则需要执行步骤S21。

步骤S3，根据当前调整后的输出电流峰值【I_out_peak】及对应输出的目标相位信息，高频确定目标输出电流值【I目标输出电流值＝I输出电流峰值*目标相位信息】。

步骤S4，将所述当前实际输出电流值与所述目标输出电流值大小进行比较，根据所述比较结果高频确定开关的占空比、频率调整指令信息。

步骤S5，电源电路的开关高频执行所述指令信息，控制电源电路中主电感的充放电时间，使得电源电路的当前实际输出电流值尽量逼近所述目标输出电流值。

参图3结合图4所示，在其中一个优选的实施例中，所述电源电路包括的n个电路组件的输出端进行串联或并联的组合式连接，形成所述电源电路的提供电能输出端。

在该实施例中，电源电路包括的多个电路组件的提供电能输出端可以进行串联或者并联连接，以提供更宽的输出电压范围，满足多种负载的不同电压需求。具体地，参图3所示，电源电路包括的三个电路组件A1、A2、A3对应的输出端串联连接作为电源电路的电能输出端，图4中n个电路组件的输出端也进行串联连接，多个电路组件的输出端串联连接，可以扩宽电源电路的输出电压范围，从而满足更多场景下的负载需求，多个电路组件的输出端并联连接，可以提供更高的输出功率范围。

实践中，在电源电路包括多个电路组件时，每个电路组件的提供电能输出端均可以通过各种开关控制器件/模块，将多个电路组件的输出端进行串联或者并联，或者串并联组合等方式的连接。此处，具体实现多个电路组件输出端串/并联组合的控制器件/模块不做限制，任何现在或者将来的现有技术中可以实现多个电路组件输出端串/并联组合的开关控制器件/模块方案，只要该方案可以直接适用于本实施例中的多个电路组件输出端串/并联组合，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的多个电路组件输出端串/并联组合，那么这些可以实现开关控制器件/模块的方案均在本申请的保护范围之内，例如继电器、电磁开关等。

在其中一个优选的实施例中，在所述电源电路的输入电源为交流电时，所述电源电路还包括为所述主电感提供直流电输入的输入整流模块。

具体地，输入电源为交流电时，例如，为220伏或380伏正弦波交流电，需要通过输入整流模块进行整流，具体整流模块实现的方式不做限制；任何现在或者将来的现有技术中可以实现对任何形式的输入电源进行整流的方案，只要该方案可以直接适用于本实施例中的主电感共用电源电路中，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的主电感共用电源电路的，那么这些可以实现整流的方案均在本申请的保护范围之内。

在其中一个优选的实施例中，所述电源电路的输入整流模块为全波整流电路。

具体地，输入整流模块可以为全波整流，正弦波交流电被整流为馒头波，整流后的馒头波的频率增加一倍，具体实现全波整流的电路不做限制，任何现有技术中可以实现全波整流的方案，只要该方案可以直接适用于本实施例中的输入电源的整流模块对输入电源为交流电时进行全波整流，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的，那么这些可以实现全波整流的电路方案均在本申请的保护范围之内。例如，图4所示的全波整流电路为全桥整流电路，图4中在输入电源提供的交流电输入主电感L之前通过全桥整流电路进行整流，整流后正弦波输出为馒头波。

在其中一个优选的实施例中，所述电源电路的输入整流模块为半波整流电路。

具体地，输入整流模块也可以为半波整流电路，正弦波交流电被整流为间歇馒头波，整流后的馒头波的频率不变，具体实现半波整流的电路不做限制，任何现在或者将来的现有技术中可以实现半波整流的电路的方案，只要该方案可以直接适用于本实施例中的输入电源的整流模块对输入电源为交流电时进行半波整流，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的，那么这些可以实现半波整流的电路方案均在本申请的保护范围之内，例如具有单向导通功能的二极管/MOS管、及被控制为单向导通的开关管等。

优选地，所述电源电路还包括为所述电源电路输出端提供整流的输出整流单元。

具体地，该实施例主要针对电源电路作为逆变器需要输出交流电的场景，因电源电路的输出端输出的电流为直流，需要根据最终负载的需求将电源电路输出端输出的直流电通过输出整流单元进行整流，以满足负载的需要，进一步地，所述输出整流单元的具体整流单元实现的方式不做限制；任何现在或者将来的现有技术中可以实现整流的方案，只要该方案可以直接适用于本实施例中的电源电路，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的电源电路的，那么这些可以实现整流的方案均在本申请的保护范围之内。

优选地，所述输出整流单元为H桥。

图4中电源电路输出端输出直流电，直流电进入H桥进行整流，变换为交流电，以满足电源电路的负载需要，其中图4中组成H桥的元器件为普通开关，此处仅为举例而非限定，H桥中的开关器件不做任何限制仅需要实现开/关功能即可。

在其中一个优选的实施例中，所述电路组件中的半波整流模块通过二极管实现半波整流。

具体地，本实施例中设置的半波整流模块与变压器副边绕组的一端相连接，其具体作用原理如下：在电源电路的开关由闭合转为断开后，开关闭合期间充电完毕的主电感为对应电路组件中的电容充电，变压器副边绕组被原边绕组的电流感应获得电能，此时变压器副边绕组电流通过该半波整流模块输出至电解电容或者负载进行电能提供或储能；当电源电路的开关由断开转为闭合后，电路组件中的电容与变压器原边绕组及开关形成等效的LC谐振回路，因电容不允许电压突变，此时电容与变压器原边绕组形成谐振，正因为在变压器副边绕组设置了半波整流模块无法形成回路，在变压器原边绕组与电容形成谐振回路时，变压器副边绕组不应该有电流产生。

由此可见，半波整流模块只要能够实现变压器副边绕组电流的单向导通即可，具体实现半波整流的电路或元器件不做限制，任何现在或者将来的现有技术中可以实现半波整流的电路的方案，只要该方案可以直接适用于本实施例中的变压器副边绕组电流的单向导通，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的变压器副边绕组电流的单向导通，那么这些可以实现半波整流的电路方案均在本申请的保护范围之内，例如具有单向导通功能的二极管/MOS管、及被控制为单向导通的开关管等。

进一步，参图6所示，在对应的实施例中分别设置了二极管D7、D8及D9作为半波整流模块，通过在对应变压器副边绕组的对应输出端接入上述二极管实现变压器的副边绕组的单向输出。二极管本身具备单向导通的属性，通过二极管实现半波整流，控制电路简单，性能稳定。

在其中一个优选的实施例中，所述半波整流模块通过整流开关及控制所述整流开关控制器实现半波整流；所述整流开关控制器根据对应电源电路的控制器控制开关为所述电路组件中的变压器的副边绕组感应电能的模式控制整流开关的开关模式。

具体地，该实施例为通过整流开关实现变压器副边绕组输出的半波整流，此时整流开关通过整流开关控制器控制。具体可参图5所示的整流开关K5及整流开关K6。

进一步地，因整流开关的工作状态决定了变压器副边绕组是否能够形成回路，也即整流开关断开，其无法形成回路，整流开关闭合，其可以形成回路；同时，在主电感共用电源电路开关闭合后，电路组件中的电容为变压器原边绕组充电二者形成谐振时，变压器副边绕组不能形成回路，也即此时整流开关需要断开。整流开关控制器需要根据电源电路中开关的工作状态对整流开关的工作状态进行控制，根据前述分析，在电源电路的开关处于闭合状态时，整流开关控制器需控制开关处于断开状态。该实施例通过设置整流开关控制器及对应的整流开关实现变压器副边绕组输出半波整流的功能，开关相对二极管其能量损耗更低，电能转化率更高。但因整流开关具有一定的耐压限制，故该实施例主要使用于较低电压的场景，例如低于160伏的场景。

在其中一个优选的实施例中，所述主电感共用电源电路的开关通过双向开关或可控制开关器件实现。

实践中，n＝1时，开关元器件选型，也与开关的工作频率设置相关，普通的硅基MOS管，最高频率建议限制在150K；碳化硅MOS管，最高频率建议限制在250K；IGBT开关管，最高频率建议限制在40K；氮化镓Mos管，最高频率建议限制在500K。本实施例开关为市面上的一般耐压150V的高频开关，例如型号为NCEP15T14的高频开关，对应的开关工作频率范围为：50K-200K。

具体地，主电感共用电源电路中的开关根据对应控制器的控制信息承载着电路的接通与断开的功能，此处，控制器控制开关的具体控制方式不做限制，也即控制器向开关提供控制信号的方式或途径等不做限制，可以是无线的也可以是有线的，任何现在或者将来的现有技术中可以实现控制器控制开关信号传输的方案，只要该方案可以直接适用于本实施例中的控制器向其控制的开关进行控制信号传输，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的，那么这些可以实现控制器向其控制的开关进行控制信号传输方案均在本申请的保护范围之内。

进一步地，实现主电感共用电源电路中电路断开和接通的开关或控制器或开关及其控制器的具体形式也不做任何限制，任何现在或者将来的现有技术中可以实现电路断开和接通的开关或控制器或开关及其控制器的方案，只要该方案可以直接适用于本实施例主电感共用电源电路中电路断开和接通的功能，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的，那么这些可以实现电路断开和接通的开关或控制器或开关及其控制器的方案均在本申请的保护范围之内。

在其中一个优选的实施例中，所述电源电路包括的开关为开关组件，所述开关组件为多个开关管的并联。

具体地，该实施例为在电源电路包括的电路组件较多时，开关承受的电流就比较大，为了分散开关承受的电流，将开关设置为包括多个开关并联连接的开关组件，参图6所示，电源电路的开关为包括并联连接的开关K1、K2、K3及K4的开关组件，电源电路实际工作过程中，开关组件内的所有开关均需同时断开同时闭合，此处，为确保开关K1至K4四个开关的工作同步性，开关组件包括的开关K1、K2、K3及K4的参数应当一致。

在其中一个优选的实施例中，所述每个电源电路中包括的多个电路组件中的电容及变压器参数一致。

具体地，在该实施例中，每个电源电路中主电感连接的多个电路组件中的电容容值及变压器原/副边的电感量具有一致性，以满足在电路组件内电容不允许电压突变的情况下，每个电路的功率是一致的，否则在内阻一致性较差的情况下，电源电路出现稳定性问题，严重时无法正常工作，本领域内的普通技术人员应知，此处的一致性并非绝对的，允许小于5％以内的误差。

在其中一个优选的实施例中，所述电源电路中变压器漏感值范围为小于1.5％。

具体地，在电源电路工作过程中，开关闭合时，输入电源为主电感充电，开关断开瞬间，变压器原边的电流变化较大，此时变压器存在的漏感，会导致开关两端产生一个很大的电压峰值，开关有被该高电压击穿损坏的可能，为确保电源电路的高电能转化率，且稳定性更好，此处变压器的漏感值范围最佳为小于1.5％。

进一步，此处符合本申请电源电路的变压器的具体结构并不做限制，任何现在或者将来的现有技术中可以实现漏感小于1.5％的变压器的结构方案，只要该方案可以直接适用于本实施例电源电路中变压器的功能，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的，那么这些可以实现漏感低于1.5％的变压器结构的方案均在本申请的保护范围之内。

在其中一个优选的实施例中，所述电源电路中变压器结构为铜箔或U型金属片，且绕组方式为并绕。

具体地，该实施例公开了电源电路中变压器的结构及绕组方式，变压器的磁芯结构选择为薄片型的金属片，也可以为U型的金属片，变压器原边及副边的绕组方式为并行缠绕的方式，如此可以降低变压器的漏感，满足电源电路的运行需要。

参图7所示，本申请还提供一种基于上述主电感共用电源电路的实现功率因数跟踪及升压/降压动态调整的方法，所述方法包括：

步骤S1，高频获取当前实际输入电流、输入电压、输出电压、输出电流值；

步骤S2，将获取的当前实际输出功率大小与接入负载所需要的目标输出功率大小进行比较；

步骤S3，根据所述当前实际输出功率与所述目标输出功率大小的比较结果，高频调整输入电流峰值；

步骤S4，根据所述输入电流峰值及当前输入的相位信息，高频确定目标输入电流值；

步骤S5，将所述当前实际输入电流值与所述目标输入电流值大小进行比较，根据所述比较结果高频确定开关的占空比、频率调整指令信息；

步骤S6，电源电路的开关高频执行所述指令信息，控制电源电路中主电感的充放电时间，使得电源电路的当前实际输入电流值尽量逼近所述目标输入电流值。

具体地，在上述步骤S1中，高频获取当前实际输入电流、输入电压、输出电压、输出电流值，需要高频采集获取电源电路当前实际输入及实际输出情况，其中具体获取或采集的方式不做限制，可以通过控制器的采集单元获取，也可以通过其他方式获取，将获取后的信息传输至控制器，用于确定开关占空比及频率的调整指令信息，高频的频率大小可参考电源电路中开关的频率，例如，可以与开关频率相等，也可以小于开关频率，此处的高频的频率也是可根据实际情况变化的，具体不做限制。

在上述步骤S2中，将获取的当前实际输出功率与接入负载所需要的目标输出功率进行比较，当接入负载或者电源电路使用的场景确定时，其对应的需要的目标输出功率、目标输出电压/电流是相对确定的；当前实际输出的功率与目标输出功率进行大小比较，在当前实际输出功率大于目标输出功率时，说明实际输出功率高于目标输出功率，需要降低实际输出的功率，在实际输出的功率小于目标输出功率时，说明实际输出未满足目标输出功率的需要，需要提高实际输出功率。

在上述步骤S3中，根据所述实际输出功率与所述目标输出功率比较结果，高频确定输入电流峰值【I_in_peak】，若实际输出的功率小于目标输出功率，则增加输入电流峰值，以提高当前的实际输出电压或电流，进一步提高实际输出功率满足负载的需要；若实际输出的功率大于目标输出功率，则减小输入电流峰值，以减小当前的实际输出电压或电流，进一步降低输出功率满足负载的需要，其中，输入电流峰值的增加或减小的幅度需要考虑实际输出的功率与目标输出功率的差距大小，例如，若二者差距超过预设值，则提高输入电流峰值的增加幅度，以快速满足负载需要等，输入电流峰值的确定是一个高频确定、高频调整的过程，其增加/减少的幅度确定方式不做限制，只要是为满足负载端目标输出的要求即可。

在上述步骤S4中，根据所述输入电流峰值【I_in_peak】及当前输入的相位信息【当前输入电压/输入电压峰值】，高频确定目标输入电流值【I目标输入电流值＝I输入电流峰值*相位信息】，其中，当前输入的相位信息为当前输入电源向电源电路提供的当前实际输入电压与输入电源向电源电路提供的周期性波动的电压峰值的比值，目标输入电流值为上述步骤S3中确定的输入电流峰值与相位信息的乘积，也即：

I

在上述步骤S5中，将所述当前实际输入电流值与所述目标输入电流值大小进行比较，根据所述比较结果高频确定开关的占空比、频率调整指令信息，具体地，在当前实际输入电流值小于所述目标输入电流值为时，在控制器中生成控制开关降低频率、提高开关占空比的指令信息，控制开关工作状态进一步控制主电感的充电时间，从而提高输入电流，满足功率因数跟踪的需要，同时，通过当前实际输入电流向目标输入电流值的逼近，实现对于输出的控制；否则，在当前实际输入电流值大于所述目标输入电流调整值时，在控制器中生成控制开关增加频率、降低开关占空比的指令信息，控制开关工作状态进一步控制主电感的充电时间，从而降低输入电流，满足功率因数跟踪的需要，同时，通过当前实际输入电流向目标输入电流值的逼近，实现对于输出的控制。具体地，控制开关降低、提高开关占空比的大小，提高或降低开关的频率的幅度需要根据当前实际输入电流值与目标输入电流值的差距大小而定，具体的实现方式及过程均不做限制，本领域内的普通技术人员可以根据实际场景进行尝试设置。同时，因此处的目标输入电流值里涵盖了当前输入电压的相位信息，也即根据目标输入电流值调整当前实际输入电流值时考虑了当前输入电源的相位信息，确保当前实际输入电流值一直向目标输入电流值逼近，并围绕目标输入电流值波动，使得电源电路具备PFC(功率因数跟踪)的能力。

在上述步骤S6中，电源电路的开关高频执行所述指令信息，控制电源电路中主电感的充放电时间，使得电源电路的当前实际输入电流值尽量逼近所述目标输入电流值；具体地，电源电路的开关高频执行控制器发送的调整当前占空比或频率的指令，控制电源电路中主电感的充放电时间及频率，使得电源电路的当前实际输入电流值尽量逼近所述目标输入电流值，从而在实现功率因数跟踪的同时实现了对输出功率的控制，也即根据输出需要的升压及降压。

在该实施例中，在开关频率对应的周期高于交流电输入频率的多个量级的情况下，通过上述控制方式，电源电路中的主电感配合开关的频率动态调整，很好的实现了功率因数跟踪，及根据负载对输出电压/电流的需要的升压和降压的动态调整，使得本申请的电源电路可以在交流电及较大功率(大于200瓦)/大功率的场景下，同时实现功率因数跟踪，及根据负载的需要进行动态升压/降压，本申请的电源电路应用场景非常广泛、因其连接的元器件很少，能量损耗较现有技术降低很多，节约了能源。如前所述，若以现有技术的满载效率为95.5％、功率为30kW的充电模块产品为例，现有技术的产品每小时产生的能耗为(1-95.5％)*30kW*1h＝1.35kWh；而本申请的电源电路，可有效提升电能转化效率，将30kW以上产品转化率提升到97％及以上，以本申请的电源电路满载效率为97％为例，同等功率每小时功耗约为3％*30kW*1h＝0.9kWh，与现有技术相比，相对于本申请的电源电路每小时可节省0.45kWh，按照每年工作3000小时计算，则个电源电路产品每年可节约电能1350kWh，由此可见，本申请与现有技术相比，可以大大节约能源。

参图8所示，本申请还提供一种基于上述主电感共用的电源电路的同时实现最大功率点跟踪及根据输出需求的输出电压升/降的动态调整的方法，该方法包括：

步骤S1，高频获取当前实际输入电流、输入电压、输出电压、输出电流值。

步骤S2，高频调整输出电流峰值，监控由此引起的输入电压及输入功率变化情况，并根据所述输入电压及输入功率变化情况，确定输出电流峰值的更新调整信息。

步骤S21(未视出)，高频增加输出电流峰值，监测输入功率的变化情况；若输入功率在随着输出电流峰值的增加也在增加，则继续高频增加输出电流峰值；若输入功率随着输出电流峰值的增加在下降，则执行步骤S22。

步骤S22(未视出)，高频降低输出电流峰值，检测输入功率的变化情况，若输入功率响应为上升，则继续高频降低输出电流峰值，直到输入功率开始出现下降，则进入步骤S21；若输入功率响应为下降，则执行步骤S21。

步骤S3，根据所述输出电流峰值及对应输出的目标相位信息，高频确定目标输出电流值。

步骤S4，将所述当前实际输出电流值与所述目标输出电流值大小进行比较，根据所述比较结果高频确定开关的占空比、频率调整指令信息。

步骤S5，电源电路的开关高频执行所述指令信息，控制电源电路中主电感的充放电时间，使得电源电路的当前实际输出电流值尽量逼近所述目标输出电流值。

具体地，所述电源电路实现最大功率点跟踪的同时还实现根据输出需要的升压/降压动态调整，参图8所示，其具体工作过程如下：

步骤S1，高频获取当前实际输入电流【I_in】、输入电压【V_in】、输出电压、输出电流值。

具体地，高频获取当前实际输入电流、输入电压、输出电压、输出电流值，需要高频采集获取电源电路当前实际输入及实际输出情况，其中具体获取或采集的方式不做限制，可以通过控制器的采集单元获取，也可以通过其他方式获取，将获取后的信息传输至控制器，用于确定开关占空比及频率的调整指令信息，高频的频率大小可参考电源电路中开关的频率，例如，可以与开关频率相等，也可以小于开关频率，此处的高频的频率也是可根据实际情况变化的，具体不做限制。

步骤S2，高频调整输出电流峰值【I_out_peak】，监控由此引起的输入电压及输入功率变化情况，并根据所述输入电压及输入功率变化情况，确定输出电流峰值的更新调整信息。

步骤S21(未视出)，高频增加输出电流峰值【I_out_peak】，监测输入功率【P_in＝V_in*I_in】的变化情况；若输入功率随着输出电流峰值的增加也在增加，则继续高频增加输出电流峰值【I_out_peak】；若输入功率随着输出电流峰值的增加出现下降情况，则执行步骤S22。

具体地，参图8所示，高频增加输出电流峰值【I_out_peak】，输入端的输入电容两端的电压也即输入电压下降，进而对输入功率产生影响，例如：太阳能光伏电池板作为电路的输入，改变输入电容的电压，直接影响太阳能光伏电池板的输入功率，若此时电源电路输入功率继续增加，则需要继续提高输出电流峰值【I_out_peak】，当输入功率开始出现下降时，则需要继续执行步骤S22(未视出)，启动高频降低输出电流峰值【I_out_peak】。

进一步地，增加输出电流峰值的幅度大小，可以根据具体实际情况进行设置，具体方式不做限制，例如，可以设置为先加大增加幅度，再逐渐减小增加的幅度，当输入功率输入出现下降的情况下下，再进入步骤S22高频降低输出电流峰值。

步骤S22，高频降低输出电流峰值【I_out_peak】，检测输入功率【P_in＝V_in*I_in】的变化情况，若输入功率响应为上升，则继续高频降低输出电流峰值【I_out_peak】，直到输入功率开始出现下降，则进入步骤S21；若输入功率响应为下降，则需要执行步骤S21。

具体地，继续参图8所示，高频降低输出电流峰值【I_out_peak】，并持续监控输入功率，此时，输入端的输入电容两端的电压也即电源电路的输入电压将出现上升，若电源电路的输入功率增加，则需要继续降低输出电流峰值【I_out_peak】，直至输入功率出现下降，则需要执行步骤S21，启动高频增加输出电流峰值【I_out_peak】。

进一步地，高频降低输出电流峰值的幅度大小，可以根据具体实际情况进行设置，具体方式不做限制，例如，可以设置为先加大降低幅度，再逐渐减小降低的幅度，当输入功率输入出现下降的情况下下，再进入步骤S22高频降低输出电流峰值。

高频重复执行步骤S2中的步骤S21及步骤S22，从而使输入电容的电压刚好能够使得电源电路的输入端处在输入电源的最大功率状态，例如，输入电容的电压维持在太阳能光伏电池板的最大功率输出需要的电压点，使得电电源路能够跟踪太阳能光伏电池板的输入功率的最大值。

步骤S3，根据当前调整后的输出电流峰值【I_out_peak】及对应输出的目标相位信息，高频确定目标输出电流值【I目标输出电流值＝I输出电流峰值*目标相位信息】。

具体地，满足输出要求的当前输出的目标相位信息为当前电源电路向负载提供的当前实际输出电压与本电路向负载提供的周期性波动的电压峰值的比值，目标输出电流值为上述步骤s2中确定的输出电流峰值与目标相位信息的乘积，也即：

I

步骤S4，将所述当前实际输出电流值与所述目标输出电流值大小进行比较，根据所述比较结果高频确定开关的占空比、频率调整指令信息。

具体地，将所述当前实际输出电流值与所述目标输出电流值大小进行比较，根据所述比较结果高频确定开关的占空比、频率调整指令信息，进一步地，在当前实际输出电流值小于所述目标输出电流值为时，在控制器中生成控制开关降低频率、提高开关占空比的指令信息，控制开关工作状态进一步控制主电感的充电时间，从而提高输出功率，进而提高输出电流，让输出电流高频逼近目标输出电流，实现对输出波形的控制，进而实现逆变能力；否则，在当前实际输出电流值大于所述目标输出电流值时，在控制器中生成控制开关增加频率、降低开关占空比的指令信息，控制开关工作状态进一步控制主电感的充电时间，从而降低输出功率，进而降低输出电流，，让输出电流高频逼近目标输出电流，进而实现逆变能力。具体地，控制开关降低、提高开关占空比的大小，提高或降低开关的频率的幅度需要根据当前实际输出电流值与目标输出电流值的差距大小而定，具体的实现方式及过程均不做限制，本领域内的普通技术人员可以根据实际场景进行尝试设置。同时，因此处的目标输出电流值里涵盖了当前输出电压的相位信息，也即根据目标输出电流值调整当前实际输出电流值时考虑了目标输出逆变的相位信息，确保当前实际输出电流值一直向目标输出电流值逼近，并围绕目标输出电流值波动，配合电流方向切换组件，使得电源电路具备逆变的能力。

步骤S5，电源电路的开关高频执行所述指令信息，控制电源电路中主电感的充放电时间，使得电源电路的当前实际输出电流值尽量逼近所述目标输出电流值。

具体地，电源电路的开关高频执行所述指令信息，控制电源电路中主电感的充放电时间，使得电源电路的当前实际输出电流值尽量逼近所述目标输出电流值；具体地，电源电路的开关高频执行控制器发送的调整当前占空比或频率的指令，控制电源电路中主电感的充放电时间及频率，使得电源电路的当前实际输出电流值尽量逼近所述目标输出电流值，从而在实现满足输出逆变电压、电流的同时，完成对于输入最大功率点的跟踪。

此外，本申请的电源电路通过输出整流单元，例如，H桥，实现电流方向的切换，将上述步骤中生成的脉动直流，形成交流电，例如，在上述步骤中生成的符合正弦变换的直流馒头波，在电压为0点处，按照馒头波的周期，完成电流方向切换，即可生成正弦变换的交流电。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

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