变压器

技术领域

本发明涉及变压器和隔离设备，具体地涉及射频(RF)变压器和隔离设备。

背景技术

随着集成电路(IC)的新发展，无线电通信设备的小型化在过去十年中取得了显著的飞跃。这些发展有助于对多种组件的小型化。

变压器通常用于通信设备，以提供各种功能，诸如阻抗变换和隔离，诸如在输出放大器和天线之间。在RF集成电路中，高频RF变压器也被广泛用作阻抗匹配电路。示例是用于WIFI和LTE RF功率放大器的升压输出变压器。RF变压器还用于提供共模隔离或执行差分到单端信号转换(反之亦然)。

然而，与现代硅技术中晶体管的尺寸相比，变压器的物理尺寸在本质上是众所周知的大。与硅晶体管不同，变压器的物理尺寸是不可缩放的；使用更先进的硅工艺技术时导致更高的芯片成本。因此，如果这些变压器具有优于现有技术设计的改进性能，并且仍然是集成的，这将是非常令人感兴趣的。

此外，在试图使集成变压器能够在高频(诸如RF及以上)下工作时存在挑战。表面安装的变压器是一种提出的解决方案，但是这种设计尺寸大，并且消耗宝贵的电路板空间，从而限制了电路尺寸的减小，这种设计在性能和成本上存在限制。

集成变压器是另一种提出的解决方案，然而集成电路也带来了挑战，因为电路和系统在更高的频率下工作。例如，现有技术的电路设计，当呈现高频信号时，会经受从次级绕组到初级绕组的不希望的反射、高电容以及差的Q因子或K因子。

变压器可以是变压比率分别为N1:N2的升压变压器、N2:N1的降压变压器或仅为1:1的简单的单位变压器；其中N1和N2是等于或大于1的整数。在较高的GHz工作频率(超过约5GHz)下，N2通常被设置为等于“1”的最低可能整数，以实现最高可能的品质因子Q。

对于较高的GHz工作频率下的降压变压器，该变压器通常被称为N

因此，本领域需要一种优化空间消耗、同时还具有不降低系统性能的性能参数的变压器设计。同时，要求变压器具有高耦合系数、低电阻，并且最小化从高压绕组到低压绕组的反射。

发明内容

在设计和构造RF变压器时，有几个因素需要考虑，以及几个挑战需要克服。如本文所使用的，术语RF被定义为指但不限于蜂窝频带、WIFI频带和毫米波段(诸如但不限于1/2GHz到100GHz)。本文公开的设计也可以用于集成电路或非集成应用、或者作为印刷电路板的部分、或者作为分立的独立元件，以获得下述的益处。本文公开的任何实施例可以被具体实施为集成变压器、印刷电路板的部分、或者诸如安装在电路板上的独立的分立元件或者独立式元件。例如，TV频段处于可能不适合集成的频率范围，但是其仍将受益于本文公开的变压器设计。要考虑的一个方面是K因子，K因子被定义为耦合系数，并且必须与其他性能参数一起进行优化或平衡。K因子是指通过耦合到次级绕组的一个绕组产生的磁通量的分数(fraction)或量。更高的K因子(最大到1)是理想的。

Q因子也是一个重要的设计考虑因素。Q因子通常关于电感器使用，有时也用于变压器。对于变压器，Q因子可以被视为变压器内的由于电阻/阻抗引起的损耗的指示符。Q因子越高，变压器内由于较低电阻引起的损耗越低。因此，较高的Q因子是优选的，以降低信号损耗和衰减。通常，对于集成电感器，Q因子不大于10，而分立的线圈导线(coil wire)电感器可以具有高达60的Q因子。

尽管期望具有高的Q因子，但以牺牲其他变压器工作参数为代价来实现这一点是不可取的。例如，增加Q因子可能以对于期望的工作频率来说太低的谐振频率为代价。如果谐振频率太低，电容太大的变压器可能对射频无用。例如，如果工作频率为5GHz，但谐振频率为4GHz，则变压器不适用于此应用。对于变压器具有高于工作频率的谐振频率是优选的。

设计RF变压器时必须考虑的另一个因素是电容。在现有技术的变压器中，这是一个重大的设计挑战。如本领域所理解的，当导电导体邻近另一个导体时，电容产生。这是通量耦合发生的变压器中的常见布置。电容通常与耦合系数K相平衡，这也很重要。优选具有为1的K因子，这是理想的。然而，在RF变压器中，几乎不可能具有为1的K系数，因为在初级绕组到次级绕组之间必须存在用绝缘材料填充的间隔，并且因此绕组间隔不能为零或非常接近零。初级绕组和次级绕组之间的间隔越近，耦合系数K越好，但是减小这个间隔也会增加电容。

在现有技术中，这种相反的关系限制了RF变压器性能。例如，优选具有高谐振频率，但是为了实现这一点，电容应该保持较低。为了保持低的电容，初级绕组和次级绕组之间需要更大的距离。然而，还优选具有高的K因子，并且为了使K因子高，初级绕组和次级绕组之间的间隔应该被最小化。这又会产生更多的电容。这些相互竞争的性能因子使得RF变压器的设计变得困难。

此外，在集成变压器中分隔初级绕组和次级绕组的绝缘材料通常是塑料、玻璃或硅，其磁属性一般等同于空气。这种材料不能提供理想的耦合，因此不能优化K因子。

另一个设计问题是由于从初级绕组到次级绕组的K因子取决于在次级绕组上看到的电压。如果构建升压(例如从1V到10V)的变压器，那么从初级绕组到次级绕组的电容不是以地为参考的，而是以10V为参考的。通常电容是根据地测量的或以地为参考的，但在这种情况下，电容与次级绕组上的10伏电压进行比较。次级绕组通常具有高于初级绕组的电压。这具有将电容乘以变压器的电压增益的效果。这种情况类似于涉及电容和放大的米勒效应。

通常，从初级绕组到次级绕组的电容乘以电压升高的量。对于升压变压器，这是一个设计挑战，因为随着电容的增加，频率会降级(collapse)，并且电路输出会严重失真。初级侧电路将看见信号正被传输，因为次级侧信号将耦合回初级侧。反射信号表现为初级侧电路的干扰源。

此外，大多数电路都是差分的，但天线是单端的，其相对端子接地或以地为参考。这导致来自单端侧的耦合不平衡，产生不希望的谐波(包括非常大量的奇次谐波)。政府法规不允许大量的谐波信号，因为传输系统不允许在其经授权的频带之外传输，并且这种谐波会降低传输信号质量。高次谐波相互交叉/相互调制，从而产生可能在基带中出现的不希望的带内干扰信号。

为了克服现有技术的缺点并提供附加的益处，公开了一种集成变压器，其包括平坦的基底、初级绕组和次级绕组。基底上的初级绕组包括具有第一初级端子和第二初级端子的导体。基底上的次级绕组包括并联连接的两个或更多个分数部分，这些分数部分一起形成完整的匝，使得两个或更多个分数部分中的每一个都邻近初级绕组，以最大化耦合。

在一个实施例中，初级绕组是一匝且次级绕组是一匝，该次级绕组被分为并联连接的三个分数部分。在一种配置中，初级绕组和次级绕组在同一平面内。考虑每个分数部分都具有第一端子和第二端子。在一个实施例中，每个分数部分的第一端子相连并且每个分数部分的第二端子相连。在一种配置中，初级绕组、次级绕组或两者都包括并联连接的分数部分。在这种配置中，每个分数部分的并联连接的第一端子和第二端子提供来自次级绕组的差分输出。变压器可以是印刷电路板、陶瓷基底、半导体封装或包含集成电路的半导体管芯的部分。

还公开了一种集成变压器，包括具有N

在一个实施例中，初级绕组和次级绕组位于同一层上。集成变压器还可以包括基底，使得初级绕组和次级绕组位于基底上。在一种配置中，N

在一种布置中，两个或更多个分数部分并联连接。还公开了一个实施例，其中两个或更多个分数部分每个的长度小于完整的匝，这减小了阻抗，并且与完整的匝的阻抗相比，两个或更多个分数部分的并联连接减小了阻抗。集成变压器可以是电路板或半导体封装或者半导体管芯的部分。

还公开了一种包括初级绕组和次级绕组的变压器。初级绕组具有N

在一个实施例中，次级绕组总共是两匝，每个匝包括至少一个匝的分数部分。在一种配置中，初级绕组和次级绕组位于同一层上。在一种布置中，变压器还包括基底，使得初级绕组和次级绕组位于基底上。在一个实施例中，N

还可以考虑，两个或更多个匝的分数部分每个的长度小于完整的匝，这减小了次级绕组的阻抗，并且与完整的匝的阻抗相比，两个或更多个匝的分数部分的并联连接减小了阻抗。变压器是以下变压器类型之一：独立的分立元件、在印刷电路板中、在半导体封装中、集成为集成电路的部分。

本文还公开了一种变压器，包括初级绕组和次级绕组。初级绕组包括具有两个端子的导体。次级绕组邻近初级绕组，并且次级绕组包括两个或更多个匝，使得每个匝被划分为包括最接近初级绕组的外部段和一个或多个内部段的两个或更多个象限。外部段在第一外部段末端(end)连接到地，并且在第二外部段末端连接到一个或多个内部段之一。一个或多个内部段具有互连的第一内部段末端和第二内部段末端。第一内部段末端连接到第二外部段末端或另一个第一内部段末端。第二内部段末端连接到另一个第一内部段末端或次级绕组的输出节点。一个或多个内部段比外部段距离初级绕组更远。接地的外部段被配置为屏蔽初级绕组，使初级绕组免受次级绕组上的电压反射。

变压器可以是印刷电路板、半导体封装或还包含集成电路的半导体管芯的部分。划线状(scribe line like)结构可以形成初级绕组、次级绕组或两者的部分。在一个实施例中，次级绕组的输出节点连接到天线。在一种配置中，变压器具有1：1的初级绕组与次级绕组匝比，并且有四个象限，每个象限具有一个外部屏蔽段和三个内部段。如本文所述，外部段和内部段之间的连接以及内部段之间的连接随着瀑布转变(waterfall transition)而发生。

对于1:1匝比，段的总数等于象限的数量。对于1比大于1的匝比，每个象限中的段的数量大于象限的数量。对于1比小于1的匝比，每个象限中的段的数量小于象限的数量。

在另一个实施例中，公开了一种变压器，其包括基底和位于基底上方的初级绕组。绝缘将初级绕组与基底分开。初级绕组由具有第一端子和第二端子的导电材料形成。绝缘材料覆盖初级绕组，并且两个或更多个屏蔽部分位于覆盖初级绕组的绝缘材料上。两个或更多个屏蔽部分与初级绕组对齐，使得两个或更多个屏蔽部分中的每一个都具有接地连接和两个或更多个次级绕组连接点。绝缘材料覆盖两个或更多个屏蔽部分。次级绕组位于覆盖上述两个或更多个屏蔽部分的绝缘材料上。次级绕组与初级绕组和两个或更多个屏蔽部分对齐。次级绕组由具有两个或更多个次级绕组连接点和两个或更多个输出端子的导电材料形成。

在一种配置中，初级绕组的导电材料具有形成内部区域的形状，并且两个或更多个屏蔽部分具有不延伸到内部区域中的形状。在一个实施例中，天线连接到两个或更多个输出端子。次级绕组可以包括两个或更多个分数匝。在一个实施例中，变压器还包括每个分数匝之间的瀑布结构。

可以考虑，两个或更多个屏蔽部分包括每个屏蔽部分之间的间隔物，并且间隔物与瀑布结构对齐。在一个实施例中，两个或更多个分数匝并联连接。变压器被配置为以下之一：分立元件、印刷电路板的部分、半导体封装的部分、包含集成电路的半导体管芯的部分。

本文还公开了一种集成变压器，其具有堆叠的元件，一个元件在另一个元件之上，堆叠的元件在导电元件之间具有绝缘材料。在一个实施例中，该配置包括由具有第一端子和第二端子的导电材料形成的初级绕组。绝缘材料覆盖初级绕组。两个或更多个屏蔽部分位于初级绕组上方并在初级绕组上对齐，使得两个或更多个屏蔽部分中的每一个具有至少一个接地连接和至少一个连接点。绝缘材料覆盖两个或更多个屏蔽部分。次级绕组位于初级绕组和两个或更多个屏蔽部分的上方并与之对齐。次级绕组由导电材料形成，并且被配置有两个或更多个输出端子以及到至少一个连接点的电连接。

在一个实施例中，初级绕组的导电材料具有形成内部区域的形状，并且两个或更多个屏蔽部分具有不延伸到内部区域中的形状。变压器还可以包括或连接到天线，该天线连接到次级绕组的两个或更多个输出端子。在一种布置中，次级绕组被划分为N个象限，每个象限包含M个段，其中N是大于2的整数，并且M是大于2的整数。变压器可以在每个象限之间有一个瀑布结构。可以考虑，两个或更多个屏蔽部分可以包括每个屏蔽部分之间的间隔物，并且间隙与瀑布结构对齐。

在一个实施例中，次级绕组在每个象限中包括两个或更多个段，使得两个或更多个段至少包括最接近内部区域的内部段和距离内部区域最远的外部段，并且两个或更多个段并联连接。还考虑，变压器可以被配置为以下之一：分立元件、印刷电路板的部分、半导体封装的部分、包含集成电路的半导体管芯的部分。两个或更多个屏蔽部分阻挡从次级绕组到初级绕组的电干扰。

通过研究以下附图和详细描述，本发明的其他系统、方法、特征和优点对于本领域技术人员将是或将变得清楚。所有这些附加的系统、方法、特征和优点都应包括在本说明书中、在本发明的范围内、并且受到所附权利要求的保护。

附图说明

附图中的组件不一定是按比例的，而是重点在于说明本发明的原理。在附图中，贯穿不同的视图，相同的附图标记表示相应的部件。

图1A示出了使用RF变压器的示例环境。

图1B、图1C和图1D示出了现有技术的RF变压器配置。

图1E示出了分布式放大器变压器的现有技术的RF变压器配置。

图2A示出了并联分数绕组变压器的提出的设计。

图2B提供了并联连接的内部绕组之间的中心连接(在图2A的内部绕组的中心示出)的放大视图。

图2C是图2A的RF变压器的电路示意图，以帮助理解。

图2D示出了通过将图2B所示的1:(1/3)变压器的初级匝数加倍而获得的极大匝比的示例实施例。

图2E示出了可以用于图2A、图3A的实施例或本文公开的任何其他实施例中的具有3匝的初级绕组的示例配置。

图2F示出了示例性分数初级绕组。

图3A示出了1:(1/2)降压变压器的示例实施例。

图3B是包括图3A的端子的次级绕组的放大视图。

图3C是图3B的RF变压器的电路表示，以帮助理解。

图4示出了1:(2/3)的变压器分数比率。

图5A示出了具有瀑布结构的多个段的变压器的示例配置。

图5B是图5A的放大部分。

图6示出了图5A所示的分段后的(segmented)部分瀑布结构的替代实施例。

图7示出了示例性非整数变压器比率的一个示例实施例。

图8A示出了具有1:2匝比和1/2匝段长度的差分到单端变压器的替代实施例。

图8B示出了具有瀑布转变的差分输入和差分输出变压器。

图8C是图8B的变压器的电路表示。

图9A示出了示例性堆叠变压器配置的堆叠层的侧视图。

图9B、图9C和图9D示出了示例性堆叠变压器实施例的分离的堆叠层的俯视图。

图9E示出了示例性堆叠变压器配置的堆叠层的侧面透视图。

图10A示出了现有技术的导电迹线(导线)的透视图，该导电迹线示出了集成电路的高宽比。

图10B示出了导线的透视图，该导线示出了集成电路上改进的高宽比。

图11A示出了具有交叉特征的示例性变压器绕组的俯视图。

图11B示出了图11A所示的示例性变压器绕组的部分的侧视图。

图12示出了初级绕组和次级绕组结构的替代实施例。

图13示出了方形或菱形配置的瀑布绕组结构。

图14示出了具有瀑布转变的堆叠变压器的元件的俯视图。

具体实施方式

图1A示出了使用RF变压器的示例环境。这只是一种可能的使用环境，并且可以考虑存在其他使用环境。如图所示，差分输入160向放大器164提供信号。放大器160可以是任何类型的放大器。放大器的输出是连接到RF变压器168的放大后的差分信号。RF变压器168提供隔离，并且可以升高或降低电压。RF变压器的输出是连接到天线172的单端信号。

图1B和图1C示出了现有技术的射频(RF)变压器的示例配置。这两种配置都具有初级绕组和次级绕组，初级绕组和次级绕组具有大致对称的路径。如图1B所示，内部绕组108是单匝，且外部绕组120也是单匝，使得变压器具有1:1的比率。内部匝和外部匝一般是对称的。外部匝120具有端子124A、124B，而内部匝108具有端子112A、112B。

图1C是RF变压器的另一个示例实施例，其中绕组被大致配置为方形。在该实施例中，内部绕组138是单匝，且外部绕组150也是单匝，使得变压器具有1:1的比率。内部匝和外部匝一般是对称的。外部匝150具有端子154A、154B，而内部匝138具有端子132A、132B。

图1D示出了现有技术的RF变压器配置。在该实施例中，在现有技术的布置中，内部绕组160具有两匝，而外部绕组164具有一匝，形成了1:2的匝比。内部(次级)绕组160是同心绕组。还示出了输入端子、天线连接和地连接。Axiom Micro设备可以提供这种性质的分布式有源变压器。这种配置受到现有技术的缺点的影响。

图1E示出了分布式放大器变压器的现有技术的RF变压器配置。在该现有配置中，次级绕组170具有连接到天线174和地节点178的输出端子。如图所示，四个放大器182连接到初级绕组184。输入信号通过放大器输入186被提供给每个放大器182。在2008年12月20日发布的美国专利7,471，153中公开了这种实施例的示例。尽管这种现有技术的配置将初级绕组184划分成由放大器182串联连接的分离的独立部分，但这种配置受到大的天线侧信号被注入到初级绕组的影响。这种设计也受到现有技术的缺点的影响，并且需要所示的四放大器连接，这需要四个放大器而不是一个(这限制了使用)，并且与本文所公开的设计相比增加了功耗。这种设计缺乏屏蔽段和瀑布转变结构，也没有任何并联连接的绕组。

本文公开了在一些实施例中，尽可能少的匝用于在较高的GHz频率工作的变压器。要克服的一个挑战是构建在数学上具有N1:1变压比率，同时当N1是等于或大于2的整数时、即使在初级侧也使用仅为1的最大匝数的高频变压器。陈述这种关系的另一种方式是：当N

以下定义有助于使以下讨论清晰：

电感器(L)：传统上，电感器由圆形或方形的导体线圈(诸如铜导线)制成。不同尺寸和形状的电感器具有不同的电感值。线圈越大，电感就越大。为了完整起见，即使是直导线也具有与之相关联的寄生电感。在制作精良的电感器中，寄生电感的值通常比主电感值小得多。

线圈：历史上，线圈是具有N匝数的圆形导线。线圈可以形成为各种形状、几何形状和尺寸。许多商用电感器被称为线圈电感器。这指示电感器是以导线线圈的形式制成的。因此，互换地使用术语“线圈”和“电感器”是常见的。术语“线圈”和“绕组”在本文中可互换使用。

绕组：传统上，绕组或线圈是通过将直金属线缠绕在圆形线轴(bobbin)上制成的。本文所使用的术语“绕组”是指在变压器中形成初级侧或次级侧的任何导体。词“绕组”和词“线圈”可以互换使用，其中“线圈”可以被看作是把导线卷成线圈。绕组由一匝或多匝导体组成。绕组可以由任何导电材料制成，并且可以是传统的导线、电路板迹线或导体、或者集成电路中的导体。

匝：传统上，电感器由至少1匝导电材料(诸如导线)制成。具有较高电感值的电感器由多匝组成。一匝绕组具有形成为360度旋转(任何几何形状)的导线，其中导线的起点和终点终止于相同的一般位置。如本文所公开的，使得分数匝不针对完整的360度延伸的分数匝是可能的。多个分数匝可以被组合，以创建完整的360度旋转。

变压器：被定义为彼此相邻的两个或更多个电感器。这些电感器彼此磁耦合。这些电感器之间的间隔越近，耦合系数因子越高。

变压器比率：被定义为变压器的各绕组之间的匝数的比率。对于具有初级绕组和次级绕组的简单变压器，这基本上是初级绕组的匝数与次级绕组的匝数之比。变压器比率是两个整数的比率，因为变压器必须具有360度的完整倍数的绕组，以防止磁泄露。

耦合系数(K)：其定义了变压器中多个电感器之间的耦合程度。在电感器之间的间隔和电感器的尺寸基本上等于零的理想变压器中，K基本上接近1。根据定义，理想变压器的泄露电感为零。

分数比率变压器：分数比率变压器在本文被定义为至少一个绕组具有非整数(小于1)匝数的变压器。为了防止磁泄露，分数比率变压器具有为1/N匝的多个部分的绕组，并且这些部分中的N个相对于彼此被放置，使得这些部分形成完整的360度匝，并且这些部分被等同地加载(诸如通过将它们彼此并联连接)、或者使得一个或多个部分被等同地加载。在分数比率变压器中，分数匝相加等于一个整数值。

瀑布结构变压器：具有瀑布转变结构和屏蔽结构的变压器。

变压器输入/输出布置：本文公开的或从本文的任何公开中得到的任何变压器配置或实施例可以以具有差分输入或单端输入的初级绕组和具有差分输出或单端输出的次级绕组的任何组合来配置。

导线：本文使用的术语“导线”被定义为表示变压器中使用的任何类型的导体。导线可以包括任何几何形状的传统导线，诸如被缠绕成线圈，或者电路板、半导体封装或集成电路管芯上的导电迹线。导线可以具有或不具有与导线相关联的周围绝缘层。

段：段在本文中被定义为变压器绕组中的导线，当被组合时形成完整的匝，并且由瀑布转变分离。段之一可以作为屏蔽段，而其他段是瀑布段。

象限：象限是对于具有瀑布转变配置的变压器绕组的划分或部分的指定。如果有具有瀑布转变的变压器绕组的绕组具有两个瀑布转变，那么该绕组具有两个象限，使得瀑布转变划分绕组象限。

分数比率变压器

为了克服现有技术中的缺点，提出了一种变压器设计，其具有适于集成到印刷电路板、硅芯片或用于封装集成的(1/N1)匝次级绕组。首先，需要注意的是，在表面上使用分数1/N1绕组会违反构建设计良好的变压器的耦合约束要求。为了解决这个耦合问题，第一步是建立N1个1/N1匝绕组，以使1/N1匝绕组中的所有一起将与初级绕组(在该示例中是单匝初级绕组)具有完整的和相等的耦合。然后，与单独的分数绕组相比，将这些N1个1/N1匝绕组并行化为单个等同的1/N1绕组的概念被用来有效地降低电阻。

为了说明这个概念，提供了N1等于3的示例。在其他实施例中，可以建立不同的匝数，使得N可以等于任何正整数。图2A示出了并联分数绕组变压器的提出的设计。示出了匝比为1:(1/N1)或1:(1/3)的降压变压器248的示例实施例。在图2A所示的提出的设计中，1/3匝中的所有三个并联。外部绕组250是初级绕组，并且是单匝绕组，而内部绕组是并联连接的三个绕组254A、254B、254C。外部初级绕组250具有端子252A、252B。并联连接的内部次级绕组254A、254B、254C具有端子260A、260B。

分数绕组中的每一个被称为绕组，并且分数绕组中的每一个都具有第一端子和第二端子，即两个端子。1/3匝(分数)绕组254A、254B、254C的六个端子中的三个(未用点标记示出)相互连接。六个端子中的另外三个(用点标记示出)使用第二层金属连接(在内部绕组的中心示出)连接在一起。绕组被有效地并联连接。

图2B提供了并联连接的内部绕组之间的中心连接(在图2A的内部绕组的中心示出)的放大视图。端子3和4两者都在图2A和图2B中示出。类似地，图2A和图2B两者都示出了指定绕组极性的较大点。在建立极性和点符号时，保持方向一致很重要。这可以通过保持从输入端子到输出端子/地的一致(顺时针或逆时针)路径来实现。虚线示出端点(用小点示出)之间的连接，但不连接到虚线相交的任何线。连接点处示出小圆圈。因此，与实线交叉的虚线没有连接到实线。虚线在多层半导体具体实施的RF变压器的另一层上。

次级侧254A、254B、254C的三个1/3匝中的每一个都磁性地“等同地耦合”到初级侧250，这是由于每个分数部分一般都具有相等的长度和对称的配置。同样重要的是，来自初级侧250的通量中的所有都完全耦合到次级侧254A、254B、254C，并且除了由于非零间隔物间隙以及连接到实际的有源电路所需的其他外部连接而导致的最小不可避免的泄漏之外，几乎没有泄漏。因此，初级匝250和次级匝(分数部分254A、254B、254C)之间的变压器耦合系数实际上一般与相同的等同构造尺寸的传统1:1比率变压器的耦合系数相同。

在图2和图3的变型中公开的设计相对于现有技术具有许多益处。对于变压器的总体最大直径或宽度，与具有多匝的绕组(其必须具有较小的匝以适应固定的尺寸)相比，较少的匝数保持了每个匝的尺寸较大。随着匝变小，Q因子降低。因此，所公开的设计保持了较低的匝数，同时还保持了较大的尺寸，这又提高了Q因子并保持了低电感。此外，并行路径的数量随着每个并行路径的短距离而减少电阻。

图2C是图2A的RF变压器的电路示意图，以帮助理解。相同的元件用相同的附图标记来标记，并且不再重复对这些元件和连接的讨论。可以看出，三个分数绕组245A、254B、254C并联，并且次级绕组的端子3和4对应于图2B所示的小引线3、4。初级绕组为1匝，而为1/3长度绕组的三个部分每个构成次级绕组的一个完整的匝。在对图3的讨论之后，下面讨论图2D、图2E和图2F。

为了进一步说明这个概念，对于1:(1/2)降压变压器，示出了N1等于2的另一个示例实施例。这如图3A所示。外部绕组(初级绕组)350具有端子352A、352B。如图所示，内部绕组(次级绕组)354A、354B具有端子360A、360B。次级侧上的两个分数1/2匝绕组354A、354B的总和也等于1个完整的匝，并且分数匝354A、354B中的所有都等同地磁耦合到初级侧绕组350，建立了两个并联连接的1/2匝，以与在较高的GHz工作频率下的传统的2:1变压器相比，产生具有高得多的Q因子的变压器。这是本公开的设计的显著益处之一。

图3B是如图3A所示的包括端子360A、360B的次级绕组的放大视图。与实线交叉的虚线没有连接到实线。虚线在多层半导体具体实施的RF变压器的另一层上。

图3C是图3B的RF变压器的电路表示，以帮助理解。相同的元件用相同的附图标记来标记，并且不再重复对这些元件和连接的讨论。图3C清楚地示出了对元件的布置、电连接和对次级绕组分数匝的并联布置。

本文公开的设计的另一个益处是，1:(1/N1)变压器的绕组的串联电阻比它们传统的N1:1对应物(counterpart)的串联电阻小得多。例如，对于1:(1/3)降压变压器，次级匝的串联电阻理论上比传统的3:1变压器的串联电阻小9倍。为了在现有技术的变压器中实现这种电阻减小，有具有1/9电阻的次级绕组的3:1变压器需要次级绕组的尺寸非常小，诸如初级绕组的面积的1/9。在该实施例中，电感是基于形成绕组的导线的长度的，但是随着绕组尺寸的减小，性能也降低。

所公开的设计具有如此低的电阻，因为每个1/3分数绕组长度是完整的匝的1/3，并且因此具有1/3完整的匝的电阻，得到1/3的电阻降低，加上三个1/3匝绕组的并联布置，与使用单匝而没有分数绕组的3:1比率的现有技术的变压器相比，得到了1/9的总电阻。

随着绕组尺寸减小，电感也减小，但Q因子变差。低的Q因子是不被期望的，而高的Q因子是优选的。利用所公开的设计，对于非常高的频率应用，绕组尺寸不需要太小，同时由于绕组配置的分数性质，获得了低电感和高的Q因子。当变压器的一个或多个侧需要超低电感时，这是理想的。这是对现有技术的显著改进。即使对于并联连接三个单独的1/3匝的导线包括额外的寄生电阻，总体串联电阻仍然低很多倍。

该原理可以被进一步扩展，通过使初级绕组的匝数大于1，从而产生具有更高变压器匝比的分数变压器。一般，这表示为N2:(1/N1)降压变压器，其中N2等于或大于1，并且N1等于或大于2。

例如，如果N2等于2并且N1等于3，则得到的比率是2:(1/3)变压器，其具有令人难以置信的为6:1的等同数学比率，且占据区域(footprint)大小一般类似于传统的2:1变压器。由于上述原因，这种设计还具有非常低的电阻，这在现有技术的设计中是不可能的。这种极大的变压器匝比是通过将图2B中示出的1:(1/3)变压器的初级匝数增加一倍来实现的。这如图2D所示。在图2D中，相同的附图标记表示相同的元件，除了初级绕组250，其现在是两匝而不是一匝。

图2E示出了可以用于图2A、图3A的实施例或本文公开的任何其他实施例中的具有3匝的初级绕组的示例配置。仅公开了一个绕组(图2E中的初级绕组)，应当理解，其将位于另一个绕组附近，以允许磁通量的耦合。如图所示，绕组250具有两个端子252A、252B，因此可以被配置用于差分或单端操作。绕组250具有两处交叉270A、270B。这些交叉270A、270B实现了绕组250中的均匀耦合。

图2F示出了示例性分数初级绕组。这仅是一种可能的分数绕组配置，并且本领域的普通技术人员将会理解，可以使用其他分数数目，可以针对绕组采用各种形状，并且分数绕组可以被定位为内部或外部绕组。此外，这种分数绕组配置可以与本文所示的任何配置或实施例相结合。初级或次级(第一和第二)绕组中的一个或两个可以是分数绕组。

在该示例实施例中，初级绕组包括三个分数部分274A、274B、274C。端子3、4连接到放大器290，使得放大器向初级绕组274A、274B、274C提供放大后的输入信号。次级绕组286邻近每个分数匝274A、274B、274C，以实现磁通量耦合。次级绕组286包括连接到放大器278和地节点282的两个端子，如图所示。如图所示，图2F的变压器具有差分对输入和差分对输出配置，并且在该实施例中是1/3:1匝比，其在磁性上等同于1:3匝比。

除了所示的组合之外，其他组合也是可能的，诸如1/2:1比率变压器、1/2:2比率变压器或1/2:1/2比率变压器。分数的值可以变化，诸如但不限于1/2、1/3、1/4、1/5、1/6或任何1/N，其中N是任何正整数。任一绕组都可以是分数匝结构。此外，本文公开了放大器290可以用接收器代替。

分数1/N

变压器结构可以配置为具有(1/N

举例来说，三匝绕组的尺寸可能只有50微米，而一匝绕组的尺寸可能为200微米。为了获得更好的性能，绕组束(bundle)尺寸与总体变压器直径的比率最好较小。一个非常特殊的情况是当N2和N

优选N

这些高比率N

尽管上面的公开示出了可以被N

图4示出了具有为1:(2/3)的分数比率的变压器的示例实施例。这只是一个示例实施例。如图所示，1:2/3变压器404包括具有输入端子412A、412B的初级绕组408。初级绕组408是单匝绕组，但是在其他实施例中，其可以多于一匝(参见图2D和图2E)或者是分数匝绕组。次级绕组416包括3个部分，每个部分的长度为2/3匝。如图所示，次级绕组416包括3个分数绕组部分420A、420B、420C。这三个绕组并联地电连接。当被组合时，段长度等于2/3+2/3+2/3＝6/3，即2。换句话说，这三个段被定义为段A1+A2、段B和段C，其中段的长度A1+A2＝B＝C。如本领域中所理解的，在制造过程中出现与“完全相等”的微小差异，并且甚至可能是有意的，而不脱离本发明的概念和随后的权利要求。如图所示，次级绕组416具有公共天线连接和地连接。

因此，可以构建独特的变压器比率，这在现有技术中是不可能的，并且该比率具有低阻抗和高的Q因子。这个概念可以扩展到其他的分数比率，诸如四个段，每个段的长度为完整的匝的3/4，使得3/4+3/4+3/4+3/4＝12/4＝3匝。

总之，在一个或多个实施例中，各种公开的创新实现并提供了一种紧凑的高匝比变压器，其包括将单匝绕组的导线分成N

具有瀑布转变和屏蔽段的变压器

除了极少数例外，几乎所有现代集成电路设计都采用差分电路拓扑。优选差分电路拓扑的原因是因为与差分电路的单端对应物相比，差分电路固有地能更好地抵抗电源的共模干扰。这是为什么现今几乎每一个CMOS RF集成电路都是使用差分实现方式构建的主要原因，尽管历史上分立的RF电路都是专门用单端拓扑构建的。

然而，当被实现时，任何RF集成电路最终仍然必须与单端设备(诸如所有蜂窝电话和无线电设备中都有的单端天线)接口。执行差分到单端信号转换的工作专用于RF变压器。

然而，差分到单端变压器本质上是不平衡的。其是不平衡的，因为在变压器的一侧(例如RF功率放大器电路的初级侧)，信号引脚以差分方式连接，这意味着AC信号以相等但彼此相反的方向移动。然而，在变压器的另一侧(例如次级天线侧)，其中一个信号引脚接地(连接到GND)。剩下的是携带输出信号(现在以GND为参考)的引脚。

不幸的是，当被实现时，必须考虑初级信号引脚与次级信号引脚之间总是存在寄生耦合电容，因为这种寄生耦合电容是不需要的。当信号引脚的一侧接地时，从次级引脚到初级引脚的信号耦合不会平衡，因为只有来自信号引脚的寄生耦合电容会将信号注入差分引脚之一中。

由于CMOS RF集成电路在低电压下工作，而天线处的信号电压摆幅比典型的CMOS晶体管工作电压高很多倍，因此产生了进一步的挑战。例如，当向具有50欧姆匹配阻抗的典型天线发送典型的1瓦功率电平信号时，实际发送的单端RF信号具有+/-10伏的峰到峰电压摆幅。然而，用于构造集成RF放大器的CMOS晶体管通常仅在约3.3伏下工作。

通过测试可以观察到，在更高的GHz工作频率范围内，即使从次级变压器端子的高压端子到初级侧上的端子之一的1pF的耦合电容也会严重干扰我们的低压CMOS RF放大器的工作。

本文提供了讨论，其解释并说明了如何设计从变压器的单端侧到差分侧的降低的信号耦合的变压器。公开了RF变压器设计，其具有使用(多种)新型绕组结构的屏蔽结构。这样的结构的一个示例如图5A所示。这种新结构的独特之处在于引入了本文所称的分段后的多股导线，使得多股导线束的“外部”段是连接到地(平面、端子、引脚)的绕组导线(导体)，并且因此具有最低的信号幅度。最接近初级绕组的段起到屏蔽的作用，以防止或减少电耦合。从多股束的外部段向中心束移动的是绕组段，这些绕组段产生多种形式的绕组。这些串联连接的导线段中的每一个一般彼此相同，并且彼此并联布置，以产生等同的单匝绕组。

如图1A和图1B所示，进一步公开的设计提供了优于现有技术设计的附加益处。图5A示出了分段后的瀑布结构变压器的示例配置。这仅是元件的一种可能的布置，并且考虑所公开的瀑布结构可以被应用于多种其他设计、形状和变压器应用。该示例实施例被认为是平面布置，因为各种元件(初级绕组、瀑布段、屏蔽段、次级绕组)都在相同的一般平面或级(level)上，除了可以向上和向下延伸(诸如通过通孔(vias))以连接变压器的不同元件的互连(也被称为跳线(jumper))之外。术语“瀑布段”和“段”可以互换使用，并被定义为指不是屏蔽段的段。

在该实施例中，瀑布变压器504包括具有输入端子512A、512B的初级绕组508。初级绕组508是外部绕组。如下所述，初级绕组也可以形成内部绕组，或者包括被配置为内部绕组和外部绕组的两个并联连接的绕组。

位于初级绕组508附近的是次级绕组520(共同地)，对于一匝，次级绕组520包括段520A、520B、520C、520D。每个象限为类似的配置。在该示例实施例中，有四个象限524A、524B、524C、524D。如图所示，随着每个段在每个象限中围绕匝前进，段520A、520B、520C、520D形成完整的匝。每个段构成匝的分数，在该实施例中为匝的1/4。这种配置可以称为四分之一波瀑布结构。当转变到下一个象限时，段向内下落(waterfall)到更靠内的位置，即远离其他的绕组。如果次级线圈在初级线圈的外侧，则瀑布将会以相反的方向出现，即向外下落。对于象限524A，屏蔽段520A是屏蔽段，因为它直接邻近初级绕组508。存在段520A、520B、520C、520D的四个复制(copy)其形成次级绕组，每个象限有四个段，并且每个段旋转90度(对于所示的四分之一波设计)，并且当被串联组合时延伸为完整的匝。(对于一个象限)对于匝的分数(1/2或更少)中，屏蔽段最接近其他匝，然后在成为瀑布段以形成完整的匝的位置远离其他匝下落。

邻近初级绕组508的段(诸如段520A)，由于在这些段的一端连接到地528而用作屏蔽。将在下面详细描述屏蔽的功能和益处。如图所示，屏蔽段(每个象限中一个)是并联的并且紧邻初级绕组508。如图所示，所有变压器匝都是并联的，并且与其他变压器元件非常接近。屏蔽段(最接近初级绕组508的段，诸如屏蔽段520A)允许从初级绕组到次级绕组的磁场耦合，但是减少了从次级绕组到初级绕组(较高电压绕组到较低电压绕组)的电耦合。来自初级绕组的磁场能够穿过金属屏蔽段进入次级绕组，但是来自次级绕组的电场不能穿过金属屏蔽段进入初级绕组。在其他实施例中，其他形状和配置是可能的。

在次级绕组520上向内移动一级(段)是象限524B中的段520B。因为段520B不是最接近初级绕组508的段，所以它不再是屏蔽段，而现在被称为瀑布段。瀑布段520B捕获来自初级线圈508的磁通量，该磁通量又在次级线圈520中生成电压和电流。在次级绕组520上再向内移动一级(段)是象限524C中的瀑布段520C。该瀑布段520C捕获来自初级绕组508的磁通量，该磁通量又在次级绕组520中生成电压和电流。在次级绕组520上向内移动一个附加的级是象限524中的段520D。该瀑布段520D捕获来自初级线圈508的磁通量，该磁通量又在次级绕组520中生成电压和电流。在该实施例中，最内部(最后的)瀑布段520D的末端连接到天线(未示出)，或者是次级绕组520的输出(或输入)端子530。在该示例实施例中，次级绕组是单端的，使得绕组的一个端子连接到地528，而另一个端子是输出(或输入)端子530。

对于所公开的四分之一波瀑布结构，每个屏蔽段延伸一匝绕组的1/4距离。次级绕组有四个复制，每个复制与下一个复制相隔90度(旋转)。对于其他波值(诸如1/3波配置)，每个屏蔽段延伸1/3的绕组距离。因此，次级绕组将有三个复制，每个复制从下一个复制旋转120度。可以考虑其他配置。

在位于放大器和天线之间的RF变压器的示例环境中描述了屏蔽的以下操作和功能，以提供隔离和可选的升压或降压功能。在操作中，来自放大器的输入信号被提供给初级绕组508的输入端子512A、512B。初级绕组的输入是差分信号。这在初级绕组508中建立了交流电流。电流产生耦合到次级绕组520的磁场。磁场耦合到次级绕组520中，以在次级绕组中生成电流和电压。次级绕组的输出端子530连接到天线，以实现对来自天线的次级绕组信号的传输。

在现有技术的RF变压器中，来自次级绕组的信号反射回初级绕组，进而降低系统性能。在本文所示的实施例中，该实施例包括连接到次级绕组520并作为次级绕组520的部分的屏蔽段(最接近其他绕组的段，诸如屏蔽段520A)。此外，屏蔽段连接到地528，并且邻近初级绕组。段是对于匝的分数(对于象限距离，而不是完整的匝)的屏蔽段，然后在该匝的剩余距离内转变到不邻近初级绕组的位置。这将屏蔽段520A上电荷的累积限制到(在图5A的实施例中)次级绕组520的总电压的1/4。屏蔽段长度小于一匝，诸如一般为一个象限内的长度。

如图5A所示，在接地的节点A处，电压为0伏。沿着该段顺时针方向前进到节点B，电压上升到2.5伏。前进到节点C，电压累积到5伏。在节点D，磁耦合生成7.5伏的电压。最后，在此匝的末端时，节点E的电压为10伏，节点E是天线的连接点。结果，初级绕组508仅看到或经历2.5伏电耦合的最大反射，这相比于现有技术设计减少了75％。如果向每个匝添加附加的1/4匝，那么变压器将成为1:1.25匝比，被提供给天线的输出电压将是12.5伏，而从次级绕组到初级绕组的反射将保持在最多2.5伏。

在其他设计中，诸如如果有三个象限，其中有三个瀑布结构，则电压反射将减少1/3。屏蔽段结构和接地连接限制了从次级绕组520到初级绕组508的电荷累积量，从而限制了反射。最接近初级绕组的次级导体段由于重复接地而受到电压限制，并且由于设计的瀑布性质，它直接邻近于初级绕组的距离有限。如图5A所示，次级绕组在四个位置连接到地528。这限制了在最外面的屏蔽段520A上累积的电荷量，这进而又限制了可以反射回初级绕组的电荷量。象限数量越多，累积的电荷越少。

图5B示出了象限之间的转变(下落)的放大部分536。在图5B中，瀑布转变在象限524A和524D之间。如图5A和图5B所示，放大部分536示出了初级绕组508以及次级绕组的分数部分。在象限524D中，屏蔽段540A是最外面的段，但是它向内下落，从而成为象限524A中的瀑布段。类似地，象限524D中的段540B向内下落，从而成为象限524A中的瀑布段。象限524D中的段540C向内下落，从而成为象限524A中的段。象限524A中的段520A的末端连接到地528，而象限524D中的段540D的末端连接到输出端子530，输出端子530通常连接到天线。放大部分536中示出的这种配置示出了象限之间的瀑布转变，并且在象限之间的每个转变处重复。

在图5A和图5B的实施例中，邻近初级绕组508的次级绕组520的最外面的段(诸如屏蔽段520A)用作屏蔽，以抑制和减少从次级绕组520到初级绕组508的耦合。其他象限也具有类似于段但没有被标记有附图标记的屏蔽段。屏蔽段连接到地528。由于地连接528，仅次级绕组520中建立的总电压的小部分邻近初级绕组。在该示例配置中，每个最外面的段仅对于绕组的1/4匝邻近初级绕组508。因此，屏蔽段的电压从地端子(0伏)开始，然后作为最外面的段前进完整的匝的距离的1/4。因此，假设次级绕组的总输出为8伏，则次级绕组所能累积的电荷最多为8伏的1/4或2伏。对于最外面的段中的每一个都是如此。因此，从次级绕组520的最外面的段回到初级绕组508的总反射被限制在2伏。如前所述，从次级绕组到初级绕组并进而进入放大器的反射会对放大器性能、线性度产生负面影响，并可能引入不必要的谐波。

换句话说，RF变压器具有四个象限(四分之一波设计)，每个象限中有导线的四个段(股)。在象限中的每一个中，外部导线并联连接作为屏蔽，以抑制和减少到初级侧的耦合。屏蔽结构的另一个末端串联连接到其他象限段的自由可用的三条中心导线之一。这些连接在所有段中重复，创建看起来像瀑布一样的布线图，使得导线段在象限之间的每个转变处级联，如图所示。

尽管示出了四个象限和每个象限有四个段，但这些值可以变化。考虑各种设计，诸如具有八个象限和每个象限中有导线的八个段(股)的八波设计。对于单个初级绕组匝，八个段包括邻近初级绕组的一个屏蔽段和形成剩余的次级绕组的其他七个段。由于初级绕组从次级绕组看到的电压较低，所以更多的象限(划分)数量提高了性能，但布线复杂。

串联连接的段的最终端点连接在一起，形成在中心的单个星点节点或任何其他布置方式。在这个示例中，其方便地位于变压器的中心，但是也可以考虑其它位置来减少输出端子连接的长度。尽管每个象限中有导线的四个段，但本示例中串联连接的导线段中的每一个的有效匝数正好等于1。值得注意的是，这种结构的独特之处在于，这四个外部段中的每一个的地连接528从其邻居偏移90度(1/4匝)。还观察到，仅接地的导线(段)接近初级绕组，并且因此从单端侧到差分侧的任何电容耦合大多是地信号和按比例缩小的单端信号。

这种结构的另一个重要特征是，在瀑布结构的外部导线处看到的最大电压摆幅现在正好等于传统的一匝绕组结构的摆幅的1/4。次级绕组的这些段也几乎均匀地耦合到变压器的差分侧。具体地，导线段中的两个耦合到初级绕组的正侧，而另外两个耦合到初级绕组的负侧。

因此，从单端次级绕组到差分初级绕组的干扰显著低于传统现有技术的变压器中的干扰。电子电路(诸如放大器)也能看到干扰，该电子电路连接到初级侧，但不会表现为共模噪声。减少放大器看到的干扰会提高系统线性度。这也导致更大的功率输出，诸如高达1dBm的功率。如果失真被认为是重要的性能参数，那么输出功率的增加可能至少为3dBm。这是显著的改进，因为在现有技术的变压器中，由差分电路看到的干扰本质上是单端的，并且幅度比新公开的结构中出现的要大。

本文所公开的绕组结构的另一个有益特征是，内部/中心导线股中的每一个传导的电流量一般与在外部股中流动的电流量相同(这一定是因为这些段串联连接)。另一方面，由于在GHz频率下工作的传统单匝变压器中的磁接近和RF集肤效应，即使使用非常粗的导线，大部分电流也仅在紧邻变压器相对绕组的粗导线的表面流动。因此，经瀑布配置的(级联)多股绕组在较高的GHz工作频率下的有效串联电阻比传统的变压器小很多倍。

尽管图5A、图5B仅示出了具有4个象限的变压器，但是任何数量D的象限都是可能的，其中D是等于或大于1的整数。对于一匝变压器，对于一匝线圈和双侧屏蔽结构，每个象限中的段导线的数量等于象限的数量加1(即D+1)。因此，对于D＝2(2个象限)，每个象限中的段导线的数量为3。对于N＝3，每个象限中的段导线的数量为4。

对于一匝线圈和单侧屏蔽结构，每个象限中的段导线的数量等于象限数量，即(D)。因此，对于D＝2(2个象限)，象限中的段导线(即，段)的数量为2。对于D＝3，段中的段导线的数量为3。对于图5A所示的D＝4，象限中的段导线的数量为3，加上用于屏蔽的一个段导线，在4个象限的每个象限中总共有4个导线段。对于单侧屏蔽和双侧屏蔽，每个象限中的段(导线)的数量可以增加或减少，以产生瀑布分数匝绕组，如下所述。

D(象限)的数量越高，单端到差分信号注入的不平衡越低。然而，更高的D值也将导致在多股导线中看到更高的自电容，因为段导线彼此非常接近。当D值较大时，对信号注入减少的改善迅速减少，而绕组间自电容迅速增加。对于单端到差分注入的最大平衡，也建议将N设为偶数。考虑到上述权衡，这意味着对于优选的操作，D可以是2、4、8或更大，但是其他值也可以被考虑。

图6示出了图5A所示的分段后的瀑布结构变压器的替代实施例。这只是一种可能的配置，并且本领域普通技术人员可以得出其他配置或形状。与图5A、图5B相比，相同的元件用相同的附图标记来标记。在该实施例中，初级绕组508包括外部初级绕组508A和内部初级绕组508B。外部初级绕组508A和内部初级绕组508B通过导体550连接，导体550可以在另一层或级上，以便不电连接到次级绕组520。如在所有实施例中，当初级绕组延伸到次级绕组上时，两个绕组不接触，从而不会使两个绕组短路。次级绕组520包括屏蔽段520A，然后包括形成完整的匝的三个次级绕组瀑布段520B、520C、520D。这可以被称为自屏蔽结构。在该实施例中还示出了最里面的次级屏蔽段554。最里面的次级屏蔽段554邻近内部初级绕组508B，以减少如上所述的从次级绕组到初级绕组508B的耦合。瀑布结构536、输出端子(天线连接点)530和其他方面一般类似于图5A、图5B，不再讨论。另一个重要的观察结果是，如果利用双侧屏蔽结构，理论上每段的导线的数量比图5A所示的单侧屏蔽结构多一。

还考虑瀑布结构变压器可以仅被配置有内部初级绕组508B(图6)，并且因此不包括外部初级绕组508A(图6)。在这样的实施例中，每个象限中的外部段(导体)可以被去除，因为它充当次级绕组和初级绕组之间的屏蔽。因此，参考图6，在象限524A中，外部次级段520A可以被移除。

在一个示例实施例中，初级绕组可以具有一个以上的绕组。这样，作为图5A的初级绕组的外部绕组可以绕两匝或更多匝，以增加初级绕组的绕组数。这可以被配置为如图2D和图2E所示的初级绕组。

此外，图5A、图5B和图6的示例实施例示出了1:1比率变压器，然而，以交错偏移方式对变压器绕组进行多合股(分段)以及对段进行下落的概念也适用于其他变压器比率(包括先前被认为是不可能的非整数的变压器比率)。

例如，如果设计1:1.25的变压器，除了图5A中所示的以外，在绕组的每个象限中还增加了另一股导线(导线段)。图7示出了示例性非整数变压比率的一个示例实施例。参考图7，多合股后的(段)绕组的屏蔽段(象限524A中的次级绕组的520A)仍然用于屏蔽。然而，现在每个象限有四个瀑布段(导线)，而先前的1:1变压器只有三个瀑布段。每个象限中的附加导线段704允许每个串联连接的导线段现在具有1.25匝的长度。一旦这四个1.25完整的匝并联连接，就建立了1:1.25比率变压器。

尽管被示出为1:1.25比率变压器，但是考虑初级绕组可以是大于1或小于1(分数且大于零)的任何值或匝数。同样地，尽管对于次级绕组被示出和描述为1.25的值，但是次级绕组可以被设为大于1的任何值，包括分数值，诸如但不限于1.1、1.2、1.5、1.75、2.1、2.25、2.5、2.75、1:1/3、1:2/3、2:1/3或任何其他值。

还考虑可以通过将次级绕组的每个象限的段(导线)的数量减少一条导线，构建1:0.75(或0.75:1)比率变压器(比率小于1)。在这种情况下，串联连接的绕组段中的每一个只有0.75匝的长度。在这样的实施例中，图5A的实施例在每个象限中将具有减少一个的段。因此，与其中每个象限增加一个段的图7不同，0.75匝比将段数减少一，因此留下外部屏蔽段520A(图5A)，以及然后对于每个象限中的总共三个段的两个附加的内部瀑布段。提供这些值仅是为了举例。当被实现时，如本文所公开的和本领域普通技术人员所理解的，可以使用任何值。

使用这种创新的绕组技术，有可能构建特定实数(而不是整数)比率的差分到单端变压器，同时具有所公开的屏蔽结构。在一个或多个实施例中，串联连接的绕组件中的所有的总和等于匝数的整数倍，以确保所得到的变压器的耦合系数尽可能接近理想值。例如，没有仅延伸匝(绕组的周长)的部分的匝或段。换句话说，所有匝数的和必须是整数。关于图5A，每个象限有四个段，并且有四个象限，并且每个段延伸1/4匝。

电压差分导致电荷损失，因为电流想通过导线，但在高频时，位移电流也发生在导线之间，这取决于导线两端的电压。使用屏蔽段，屏蔽段中的每一个仅对于象限距离邻近初级绕组，减小了位移电流，从而提高了效率。

为了计算瀑布分段后的匝数，取段数除以象限数。对于图7的实施例，在360°匝中有总共5段/4个象限，等同于1.25匝绕组。注意，如果只有一个段，则其类似于分数匝实施例，该实施例形成如上在图2A和图3A中讨论的绕组。例如，总共1段/4个象限–1/4匝绕组。对于图2A，有一个段和三个象限，因此其是1/3匝绕组。

对于实数比率变压器，所公开的设计对于多种应用非常有用，因为最大输出功率的期望量可以由RF变压器的匝数来控制。通过增加或减少分数匝数(段)以产生分数匝比来调整输出功率，可以极大地降低实现所需最大输出功率所需的复杂性。例如，如果需要稍高的输出功率，但是驱动放大器在高效水平和高线性水平工作，并且优选不改变工作参数来生成更多的功率，则可以稍微修改变压器，诸如通过增加1/4或1/3次级绕组来增加变压器的输出电压，从而增加发送功率。

图8A示出了具有1:2匝比和1/2匝段长度的差分到单端变压器的替代实施例。与图5A相比，相同的元件用相同的附图标记表示。此外，次级绕组和屏蔽结构使用1/2绕组象限，而前面的图5A的示例使用四分之一绕组象限。该示例配置示出了单匝初级绕组和次级绕组，该次级绕组在每个象限中具有两个屏蔽段(初级绕组的每个侧上各有一个)。

如上所述，初级绕组508包括输入端子512A、512B。在该配置中，次级绕组被分为内部次级绕组部分808和外部次级绕组部分804。在该示例实施例中，1:2比率变压器被示出为使得对于初级绕组508中的每一匝，次级绕组中将有两匝804、808。因此，在该示例实施例中，次级绕组被复制但被旋转，使得存在位于初级绕组508外部的外部次级绕组部分804和位于初级绕组内部的内部次级绕组部分808。这两组次级匝804、808彼此偏移90度，并且并联地电结合。

如图所示，对于内部次级绕组部分708，在第一瀑布转变812和第二瀑布转变816处存在瀑布结构。瀑布转变812、816将内部次级绕组部分808的两个部分824A、824B分开。对于外部次级绕组部分804，在第一瀑布转变828和第二瀑布转变832处存在瀑布结构。瀑布转变828、832将外部次级绕组部分804的两个段组820A、820B分开(如图所示，右象限和左象限)。

内部次级绕组部分808具有邻近初级绕组508的两个屏蔽段840A、840B。屏蔽段840A、840B如上所述起作用。外部次级绕组部分804具有邻近初级绕组508的两个屏蔽段836A、836B。屏蔽段836A、836B如上所述起作用。

在等同电路中，次级绕组804、808将包括四个并联布置的两匝绕组。这一般等同于用四倍粗的导线绕两匝。从变压器比率的角度来看，电路确实是1:2变压器。然而，在所公开的实施例中，它具有内置屏蔽结构836A、836B、840A、840B，以显著地减少从次级绕组804、808到初级绕组508的单端耦合。

总结图8，变压器包括由被分为1/2匝(圆)段的多股导线(段)组成的“双”2匝次级绕组。每个段(导线)以这样的方式连接，即高电压节点被连接到地引脚528的最外面的段所屏蔽。在内部，高电压段中的一些也屏蔽到下一个低电压导线，以减少次级匝上的有效自电容。术语“双”指对次级绕组804、808的复制。一个次级绕组匝位于初级绕组508的内部，而另一个次级绕组匝位于初级绕组的外部。次级绕组804、808彼此相同，但是其中一个偏移90度，以将单端信号耦合更均匀地延展到差分初级绕组508上。

在本示例中，示出了单侧屏蔽结构。屏蔽被放置在初级绕组508旁边。如果在图8的结构的内部和/或外部增加附加的初级绕组匝，则可以增加(除了屏蔽段836A、836B、840A、840B之外的)附加的地屏蔽。

所有输出末端端子连接到中心点或端子530以用于平衡连接，诸如连接到天线(未示出)。所有地端子528一起连接到外部地或另一个多点连接。

初级绕组可以具有一匝以上，并且可以具有中心抽头或分数匝以及任何组合。在本示例中，仅示出了一匝初级绕组。

图8B示出了具有瀑布转变的差分输入和差分输出变压器。在该示例实施例中，象限、段和匝的数量仅是示例性的，并且可以创建在配置上不同但不脱离本发明概念的其他实施例。图中所示为具有瀑布转变的差分输入和差分输出变压器。当配置差分输出(与单端输出相对)时，必须使次级绕组正负端子的耦合相等，但极性相反，以匹配差分输入，差分输入也有两个极性相反的端子。

在该实施例中，初级绕组850包括正极性输入854A和负极性输入854B。次级绕组被分为两个象限，每个象限由瀑布转变分开。在初级绕组850的外侧是次级绕组的两个外部段858，而在初级绕组的内侧有两个内部段862。次级绕组具有两个负极性输出端子866A、866B和两个正极性输出端子872A、872B。

跟踪每条导电路径揭示了初级绕组850是一匝，而次级绕组是两匝。例如，从负输出端子866A开始，绕绕组前进，在到达正输出端子872A之前形成完整的两匝。同样，从负输出端子866B开始，绕绕组前进，在到达正输出端子872B之前形成完整的两匝。这两条路径串联连接在一起，使得该变压器的比率为1:2变压器。每个绕组被分为两个并联的匝，以形成1/2波瀑布结构。中心抽头节点880被设置在每个匝的中间(midway)，并且其是位于每个绕组的正和负端子中间的虚拟地。最接近中心抽头的绕组成为屏蔽。

每个输出具有相反的极性，并且是平衡的，因为每两个匝路径(866A到872A和866B到872B)具有等同的耦合。外部段858和内部段862形成次级绕组，并且被布置为使得段从每个正端子872A、872B沿相反方向前进。因此，如果从任一正输出端子872A、872B开始，匝沿逆时针方向前进。相反，如果从负输出端子866A、866B开始，匝沿顺时针方向前进。这保持次级绕组的正输出端子872A、872B上的信号与负输出端子866A、866B上的信号具有相反的极性。

图8C是图8B的变压器的电路表示。与图8B相比，相同的附图标记标识相同的元件表示。每个绕组是两个并联连接的分离的绕组，具有一个中心抽头端子880。

如上所述，最接近初级绕组850的段仍然起到屏蔽的作用，从而限制从次级绕组到初级绕组的反射。注意，因为该实施例具有两个象限，所以该实施例将初级绕组从次级绕组看到的电压降低了1/2。

具有瀑布转变和屏蔽段的堆叠绕组

本文还公开了变压器绕组和屏蔽可以为堆叠配置。在堆叠配置中，变压器的各种元件一个层叠在另一个之上。这与图5A-图8的实施例形成对比，在图5A-图8的实施例中，变压器元件一般在一个平面或层中(除了互连)。图9A示出了示例变压器实施例的堆叠层的侧面透视图。如图9A所示，半导体设备的基底904用作支撑层或基层。所公开的变压器也可以被放置在放大器或其他电路元件之上。基底可以包括硅、陶瓷、有机材料、玻璃或半导体设备中使用的任何其他基层或绝缘体。基底可以是集成电路管芯、印刷电路板或半导体封装的部分。基底904上方是厚的绝缘层906。绝缘层906上方的下一层是由导电材料形成的初级绕组908，其配置如图9B所示。覆盖初级绕组908的是绝缘层910。与远离基底904的初级绕组908相邻并且在绝缘层910的顶部的是屏蔽部分912，屏蔽部分912通常是接地导电层。覆盖初级绕组908的是覆盖屏蔽部分912的绝缘层914。与远离基底904的屏蔽912相邻并位于绝缘层914的顶部的是次级绕组916。次级绕组段916A、916B、916C堆叠在屏蔽层上，同时可以全部被布置在一个平面或层中。因此，次级绕组段916A、916B、916C(图9D)可以主要在单个平面中，并且被布置在屏蔽层912上方，除了瀑布结构之外，该瀑布结构可以使用一个或多个通孔或跳线902来向上(或向下)延伸并越过初级绕组或次级绕组的迹线。跳线902将屏蔽层912连接到段916A。尽管示出为从基底904向上堆叠，但是可以想到，堆叠可以在任何方向上旋转(诸如，例如180度)，使得元件向下堆叠。重要的是绕组和屏蔽的分层(非平面)几何形状，以及高压绕组比低压绕组离基底更远。

注意，在该实施例中处于比次级绕组层916低的电压的初级绕组层908更接近基底904。这减少了干扰并提高了性能。如果次级绕组的电压低于初级绕组，那么次级绕组可以比初级绕组更接近基底。

图9B、图9C和图9D示出了示例性堆叠变压器实施例的堆叠层的顶部分离的视图。这仅是一种可能的配置和形状，并且本领域普通技术人员可以在不脱离本发明的概念和权利要求的情况下得出任何不同的实施例。层中的每一个一层堆叠在另一层的顶部，并且一般沿着中心轴对齐。如图9B所示，第一层是初级绕组层908。在该实施例中，形成初级绕组导电层920的是单匝。导体的宽度至少基于次级绕组的匝数、次级绕组的宽度、可用空间和期望的耦合量。初级绕组920的导电层具有两个端子924A、924B。

覆盖初级绕组920的是绝缘层(现在示出)。绝缘层防止初级绕组920短路到屏蔽/次级绕组。对于绝缘层可以使用任何类型的非导电材料。

在初级绕组920及其相关联的绝缘层(未示出)上方是屏蔽层912。这如图9C所示。在该实施例中，屏蔽层包括连接到地934的四个导电地焊盘(pad)930A、930B、930C、930D。每个地焊盘930A、930B、930C、930D之间存在间隙938或空间。间隙938与图9D所示的瀑布位置对齐。四个导电地焊盘930A、930B、930C、930D也具有连接点942A、942B、942C、942D，其连接到图9D所示的次级绕组。屏蔽层912减少或防止从次级绕组到初级绕组的耦合。

图9D示出了堆叠变压器的顶层916。顶层916包括次级绕组。在该实施例中，次级绕组具有四个象限，并且在每个象限中有三个并联连接的段944A、944B、944C。次级绕组具有地连接点946，其向下朝着屏蔽层912行进以连接到连接点942。次级绕组的相对端子950可以连接到天线或其他电路元件。该设计共享类似于图5B所示的瀑布结构。

图9E示出了示例性堆叠变压器配置的堆叠层的侧面透视图。图9A中的附图标记用于图9E中，以帮助理解。如图所示，基底位于底级。基底可以在所有方向上延伸一段距离。覆盖基底的是绝缘层906。该绝缘层可以非常厚，以避免变压器的基底和金属层之间的耦合或干扰。绝缘层906上方是初级末端908的部分，其具有厚度T

屏蔽部分912上方是次级绕组的段916A、916B、916C。将最外面的段916A连接到屏蔽段912的是跳线902，其也可以被称为通孔。次级绕组916A、916B、916C上方是附加的绝缘材料918。

堆叠变压器配置的一个益处是，它将次级绕组放置在离基底更远的地方。与将瀑布结构放置在基底附近或者与其他变压器元件距基底相相同距离(诸如在同一平面上)的设计相比，这提高了性能。在一些实施例中，次级绕组处于比初级绕组更高的电压，并且可以通过将次级绕组定位在离基底更远的位置来提高性能。

本文使用的术语“象限”被定义为绕组的扇形部分或划分的部分，并且不限于表示四个的术语“四(quad)”。因此，由于次级绕组被划分为三个象限，图9的实施例具有三个象限，每个象限由瀑布结构分开。此外，尽管初级绕组和次级绕组以及屏蔽结构被示出为圆形，但是公开了在本文公开的任何实施例中，这些元件可以是除圆形之外的任何形状，诸如方形、三角形、八边形、六边形、椭圆形、五边形或任何其他形状或形状的组合。如本领域普通技术人员所理解的，集成电路中圆形形状的制造可能比线性形状更具挑战性。

具有划线状结构作为绕组部分的变压器

图10A示出了具有对于集成电路的高宽比的现有技术导电迹线(导线)的透视图。在该实施例中，导电迹线1004是可以用于如本文所公开的变压器的初级绕组或次级绕组的典型。由于半导体工艺的限制，导电迹线1004的高度H 1008与宽度W 1012的比率约为1比1。因此，H＝W。这是一般的比率，并且随制造工艺和工艺本身而变化。对于给定的材料和高度H1008与宽度W1012的比率，导电迹线(导线)1004具有设置好的迹线电阻/迹线距离。

为了降低电阻，提出在不增加宽度的情况下增加导电迹线的高度。在多种应用中，不可能或不期望增加在变压器中形成绕组的导电迹线的宽度，因为这会影响变压器的性能。图10B示出了导线的透视图，示出了集成电路上改进的高宽比。这种配置在本文可以被称为通孔堆叠金属层。如图所示，导电迹线1020具有与图10A的配置相同的宽度W 1012，但是高度由三个堆叠层1024、1028、1032组成。层1032的高度H是金属层高度MLH。导电层1032与图10A中的层1004具有相同的一般高度1008。在导电层1032的顶部上的是由导电材料形成的划线状结构1028，其由一排电连接的通孔形成。层1028的高度H是通孔高度VH。层1028可以是任何可制造的高度，但通常高度约为1/2H。在2014年3月20日公布的美国公开号US2014/0077320且题为Scribe Lines in Wafers中描述了划线，其全部内容通过引用结合于此。将一行或多行电连接的通孔放置在金属层1232的顶部允许对两个或更多个金属层1024、1232的堆焊(build-up)。将金属层1024直接放置在金属层1232上在半导体制造工艺中是不被允许的，或者会增加制造的半导体设备的成本，但是在金属层之间使用划线状结构允许增加变压器绕组的高度。

在通孔层1028的顶部是另一个金属层1024。层1032的高度H是金属层高度MLH。层1032与图10A中的层1004具有相同的一般高度1008。结果，尽管导电迹线1020的宽度W 1012与现有技术(图10A)中所示的宽度1012相同，但是高度要大得多，在该实施例中为MLH+VH+MLH，这大约是现有技术实施例中的高度的2.5倍。

与现有技术的绕组相比，形成变压器绕组的导电迹线的附加的高度使得迹线对于给定长度具有更低的电阻/阻抗。如上所述，这提供了与较低的电阻/阻抗相关的附加益处。

图11A示出了具有交叉特征的示例性变压器绕组的俯视图。示出这种配置是出于讨论的目的。通孔堆叠金属层可以用于形成本文所示或所述的任何绕组或导电路径。在图11A中，绕组是具有第一匝1104和第二匝1108的两匝绕组。匝1104、1108在区域1112执行交叉。匝具有端子1120A、1120B。如图所示，绕组部分1160A交叉以变为绕组部分1160B。绕组部分1164A交叉以变为绕组部分1164B。

图11B示出了图11A所示的示例性变压器绕组的部分的侧视图。图11B中所示的部分反映在图11A中的调出部分1112中。如图所示，绕组部分1160A交叉以变为绕组部分1160B。绕组部分1164A交叉以变为绕组部分1164B。这些附图标记和元素可以在图11A中被交叉引用，以帮助理解。层1130和1138是金属(导电)层，而层1134是电连接的和导电通孔的划线状结构，该层1134电连接金属层1130、1138。层之间是间隙或空间1142，通常是绝缘材料。还示出了金属层1146、通孔划线层1150和金属层1154。通孔层1150位于金属层1146、1154之间并电连接到金属层1146、1154。电源线和地线也可以被配置有堆叠的金属和划线状结构。

在交叉1160处，省略了特定层，以允许绕组的交叉和重叠，而不会使堆叠的导电层短路。交叉区域可以用氧化物来填充，这是一种示例性绝缘体。这样，去除通孔层1134和金属层1138，并且去除通孔层1150和金属层1154。在该开放区域1160中，在交叉点处，外部绕组变为内部绕组，并且内部绕组变为外部绕组。

图12示出了初级绕组和次级绕组结构的另一种配置。如本文所讨论的，各种变压器初级绕组、屏蔽结构和次级绕组的物理形状可以采取各种形状和配置。图12的菱形是这样一种配置，其包括初级绕组1212和两个端子1208A、1208B。当布置电路掩模和沉积集成电路时，方形、菱形或其他更线性的形状可能是优选的。这种形状和配置可以与本文公开的任何实施例以及从本公开中导出的附加实施例一起使用。尽管示出了初级绕组，但是基于来自其他实施例的教导，屏蔽结构和次级绕组可以具有大致相似的形状，以允许初级绕组紧邻次级绕组，这进而最大化耦合系数。

图13示出了方形或菱形的瀑布绕组结构。如上所述，在多种场合下，变压器的形状不限于特定的几何形状或配置。图13示出了方形或菱形配置的瀑布绕组结构1304的示例配置。这是具有输出端子1308和地端子1312的四象限配置。每个象限由瀑布转变1316分开。在该实施例中，地端子1312位于绕组的内部区域，因此其他绕组(初级或次级)将位于与地1312相连接的屏蔽段相邻的内部区域。

图14示出了具有瀑布转变的堆叠变压器的元件的俯视图。在该实施例中，提供文本调出以帮助理解并提供附加的公开。考虑到专利附图的限制，初级绕组(线圈)被偏移以提供更好的视觉表示。当被配置为工作时，初级绕组(线圈)将与屏蔽段和次级绕组段对齐。

尽管已经描述了本发明的各种实施例，但是对于本领域的普通技术人员来说显而易见的是，在本发明的范围内，更多的实施例和实现方式是可能的。此外，本文描述的各种特征、元件和实施例可以以任何组合或布置来保护或组合。