一种提升电流源型逆变器并网动态性能的控制系统及方法

技术领域

本发明涉及一种提升电流源型逆变器并网动态性能的控制系统及方法，主要包括抑制电流源型逆变器谐振、提升系统并网动态性能以及解决采用常规控制方法易导致内环饱和的问题，属于并网逆变器控制相关技术领域。

背景技术

作为分布式能源与电网之间的接口，并网逆变器的性能将直接决定分布式能源发电的质量。目前，分布式发电大多数采用电压源型逆变器，而对电流源型逆变器的研究相对较少。相比电压源型逆变器，电流源型逆变器具有如下优势：(1)光伏阵列在稳定工作区域表现为电流源特性，故电流源型逆变器更适合光伏并网发电；(2)电流源型逆变器为升压变换器，因此相比电压源型逆变器，对于光伏发电来说可降低直流侧光伏电池串联数目，对于风力发电来说可以降低切入运行的风速，即电流源型逆变器可以增加光伏和风电机组的发电量；(3)电流源型逆变器直流侧大电感可以抑制直流侧电流谐波，同时也能够增加直流侧电流的惯性，能够减缓直流侧电流在系统短路时升高速率，有利于增加保护动作时间的裕度，而且相比于直流滤波电容，直流侧电感的寿命更长，系统可靠性更高。

但是，电流源型逆变器采用的是CL型滤波器，而CL型滤波器会导致系统存在一个谐振尖峰，影响系统的稳定性。最简单有效的方法是对滤波电容电压反馈实现有源阻尼，但由于滤波电容电压的幅值相对直流侧电流幅值较大，如果直接对滤波电容电压反馈实现有源阻尼，在系统取得最优阻尼比时易导致内环饱和，进而导致系统失稳。此外，如果降低阻尼支路反馈系数来避免环路饱和会导致系统阻尼不足，在参考电流突变时易导致进网电流和交流侧滤波电容电压持续震荡。

因此对于电流源型逆变器来说，在反馈滤波电容电压实现有源阻尼的同时，如果能够解决反馈滤波电容电压实现有源阻尼导致环路饱和的问题，有利于提升系统的动态特性。

发明内容

本发明的目的在于提供一种提升电流源型逆变器并网动态性能的控制系统及方法，以解决电流源型逆变器采用常规控制方法时系统动态特性以及进网电流质量欠佳的问题。

为实现上述目的，本发明将电流源型逆变器传统的单环控制拓展为多环控制，且内环采用一种名为比例-比例-延迟的开环控制器，具体包括以下步骤：

一种提升电流源型逆变器并网动态性能的控制系统及方法，包括第一减法器、电流环控制器、内环比例控制器1、内环比例控制器2、内环内部延迟模块、电网电流前馈模块、第二减法器模块、阻尼支路模块、第三减法器模块和PWM模块；第一减法器和电流环控制器构成电流外环控制回路，内环比例控制器1、内环比例控制器2、内环内部延迟模块、电网电流前馈模块和第二减法器模块构成内环控制回路，阻尼支路模块和第三减法器模块构成阻尼控制回路，其中电流外环控制回路用于控制进网电流跟踪参考电流，电容电流内环控制回路用于控制滤波电容电流，阻尼控制回路用于抑制系统谐振。

在一些公开中，所述功率电路中，逆变桥的输入端连接恒流源，输出端并联滤波电容，滤波电容连接滤波电感，滤波电感连接电网；所述控制电路连接如下：

1)参考电流、进网电流连接到减法器的输入端，减法器输出连接到电流环控制器的输入端；

2)电流环控制器的输出分别连接内环比例控制器1和比例控制器2的输入端，比例控制器2的输出端连接内环控制器内部延迟模块的输入端，比例控制器1与延迟模块输出端均连接到第二减法器的输入端，得到流过滤波电容的电流；

3)前馈的电网电流连接到第二减法器的输入端，与内环控制器计算得到的滤波电容电流共同构成逆变电流，并连接到第三减法器的输入端；

4)阻尼支路连接到第三减法器的输入端，与逆变电流共同构成调制波，连接到PWM模块的输入端，PWM模块输出驱动信号，控制功率器件通断并产生逆变电流。

在一些公开中，所述系统包含多个环路，包括电网电流控制环路、滤波电容电流控制环路以及有源阻尼环路。

在一些公开中，所述虚拟电阻支路用来抑制电流源型逆变器的谐振，该虚拟电阻的值是依据系统最优阻尼比得到。

在一些公开中，所述内环比例控制器1和内环比例控制器2采用比例-比例-延迟控制器。

在一些公开中，所述内环比例控制器1和内环比例控制器2以滤波电容电流为控制目标，能够解决常规控制器以滤波电容电压为控制目标易导致内环饱和造成系统失稳的问题。

一种提升电流源型逆变器并网动态性能的控制方法，包括以下步骤：

1)：电网电流控制环采用常规的PI控制器，输入为参考进网电流，反馈为采样得到的进网电流，输出为滤波电容电压的参考电压；

2)：电容电流控制环采用比例-比例-延迟控制器，输入是滤波电容电压的参考电压，且无需对滤波电容电压进行采样反馈，输出是流过滤波电容的电流；

3)：依据最优阻尼比设计出最优反馈系数，采样滤波电容电压，并经过最优阻尼系数反馈至内环输出构成阻尼支路，用于抑制系统谐振；

4)：电容电流控制环的输出、阻尼支路的输出和前馈的电网电流构成调制波，连接到PWM模块，产生驱动信号用于控制功率器件的通断。

所述步骤1)中，对电网电流进行直接控制，合理地设计控制器的参数，可以确保系统具有合适的带宽以及稳定裕度；

所述步骤2)中，电容电流控制环采用比例-比例-延迟控制器，无需反馈滤波电容电压，具有参数设计简单、计算量小的优势；

所述步骤3)中，阻尼支路反馈系数依据最优阻尼比得到，能够有效地抑制系统的谐振尖峰，确保系统稳定；

所述步骤2)和所述步骤3)中，在设计电容电流控制器参数时结合阻尼支路反馈系数，可滤除阻尼支路反馈滤波电容电压的基波成分而不影响谐振电压，因而能够有效地解决常规控制方法阻尼支路反馈滤波电容电压易导致内环饱和的问题。此外，由于阻尼支路的反馈系数能够确保系统取到最优阻尼比，因此在参考电流突变时，能够快速有效地抑制进网电流和滤波电容电压震荡的问题。

有益效果：

(1)提供一种设计最优阻尼支路反馈系数的思路，并且能够与电网电流控制器和电容电流控制器实现解耦，具有设计简单的优势；

(2)在设计电容电流控制器的参数时，结合阻尼支路的最优反馈系数，电容电流控制环能够近似等效成一个高通滤波器，滤除阻尼支路反馈滤波电容电压中的基波，进而可以解决常规控制方法反馈滤波电容电压实现有源阻尼时易导致内环饱和的问题，同时也能够解决参考电流突变导致进网电流和滤波电容电压持续震荡的问题，而且相比在阻尼支路中串接高通滤波器的方法，不存在参数耦合的问题，具有参数设计简单、环路计算量小的优势。

因此，本发明能够有效地提升电流源型逆变器的稳定性、动态特性，进而能够提升电流源逆变器的实用性。

附图说明

下面结合附图对本发明作进一步的说明。

图1为采用本发明时系统的整体框图。

图2为逆变电流到进网电流的系统框图。

图3为未加入额外措施时逆变电流到进网电流传递函数的伯德图。

图4为无源阻尼方式。

图5为无源阻尼等效的有源阻尼。

图6系统框图等效变换。

图7阻尼支路反馈系数设计完成后系统的特性。

图8系统整体控制框图。

图9系统整体框图的简化。

图10有无补偿网络后系统的开环传递函数特性。

图11有源阻尼方法有效性验证。

图12采用本发明时系统的稳态特性。

图13采用常规控制方法时系统的动态特性；

图14采用本发明时系统的动态特性。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明将电流源型逆变器传统的单环控制拓展为多环控制，且内环采用一种名为比例-比例-延迟的开环控制器，具体包括以下步骤：

一种提升电流源型逆变器并网动态性能的控制系统及方法，包括第一减法器、电流环控制器、内环比例控制器1、内环比例控制器2、内环内部延迟模块、电网电流前馈模块、第二减法器模块、阻尼支路模块、第三减法器模块和PWM模块；第一减法器和电流环控制器构成电流外环控制回路，内环比例控制器1、内环比例控制器2、内环内部延迟模块、电网电流前馈模块和第二减法器模块构成内环控制回路，阻尼支路模块和第三减法器模块构成阻尼控制回路，其中电流外环控制回路用于控制进网电流跟踪参考电流，电容电流内环控制回路用于控制滤波电容电流，阻尼控制回路用于抑制系统谐振。

在一些公开中，所述功率电路中，逆变桥的输入端连接恒流源，输出端并联滤波电容，滤波电容连接滤波电感，滤波电感连接电网；所述控制电路连接如下：

1)参考电流、进网电流连接到减法器的输入端，减法器输出连接到电流环控制器的输入端；

2)电流环控制器的输出分别连接内环比例控制器1和比例控制器2的输入端，比例控制器2的输出端连接内环控制器内部延迟模块的输入端，比例控制器1与延迟模块输出端均连接到第二减法器的输入端，得到流过滤波电容的电流；

3)前馈的电网电流连接到第二减法器的输入端，与内环控制器计算得到的滤波电容电流共同构成逆变电流，并连接到第三减法器的输入端；

4)阻尼支路连接到第三减法器的输入端，与逆变电流共同构成调制波，连接到PWM模块的输入端，PWM模块输出驱动信号，控制功率器件通断并产生逆变电流。

在一些公开中，所述系统包含多个环路，包括电网电流控制环路、滤波电容电流控制环路以及有源阻尼环路。

在一些公开中，所述虚拟电阻支路用来抑制电流源型逆变器的谐振，该虚拟电阻的值是依据系统最优阻尼比得到。

在一些公开中，所述内环比例控制器1和内环比例控制器2采用比例-比例-延迟控制器。

在一些公开中，所述内环比例控制器1和内环比例控制器2以滤波电容电流为控制目标，能够解决常规控制器以滤波电容电压为控制目标易导致内环饱和造成系统失稳的问题。

一种提升电流源型逆变器并网动态性能的控制方法，包括以下步骤：

1)：电网电流控制环采用常规的PI控制器，输入为参考进网电流，反馈为采样得到的进网电流，输出为滤波电容电压的参考电压；

2)：电容电流控制环采用比例-比例-延迟控制器，输入是滤波电容电压的参考电压，且无需对滤波电容电压进行采样反馈，输出是流过滤波电容的电流；

3)：依据最优阻尼比设计出最优反馈系数，采样滤波电容电压，并经过最优阻尼系数反馈至内环输出构成阻尼支路，用于抑制系统谐振；

4)：电容电流控制环的输出、阻尼支路的输出和前馈的电网电流构成调制波，连接到PWM模块，产生驱动信号用于控制功率器件的通断。

所述步骤1)中，对电网电流进行直接控制，合理地设计控制器的参数，可以确保系统具有合适的带宽以及稳定裕度；

所述步骤2)中，电容电流控制环采用比例-比例-延迟控制器，无需反馈滤波电容电压，具有参数设计简单、计算量小的优势；

所述步骤3)中，阻尼支路反馈系数依据最优阻尼比得到，能够有效地抑制系统的谐振尖峰，确保系统稳定；

所述步骤2)和所述步骤3)中，在设计电容电流控制器参数时结合阻尼支路反馈系数，可滤除阻尼支路反馈滤波电容电压的基波成分而不影响谐振电压，因而能够有效地解决常规控制方法阻尼支路反馈滤波电容电压易导致内环饱和的问题。此外，由于阻尼支路的反馈系数能够确保系统取到最优阻尼比，因此在参考电流突变时，能够快速有效地抑制进网电流和滤波电容电压震荡的问题。

以图1所示单相电流源型并网逆变器为例，一种提升电流源型逆变器并网动态性能的控制系统及方法，涉及由电流外环主控制回路、电容电流控制回路、有源阻尼控制回路组成的控制系统。

上述一种提升电流源型逆变器并网动态性能的多环控制电路及方法，具体实现为：减法器与电流环控制器构成电网电流外环控制回路，用于控制电网电流跟踪参考电流；内环比例控制器1、内环比例控制器2、内环内部延迟模块，用于控制流过电容的电流，并与进网电流前馈模块通过第二减法器构成逆变电流；滤波电容电压通过阻尼支路模块，与逆变电流通过第三减法器构成调制波，调制波经过PWM模块，产生驱动信号。

实施例：结合图1，给出提升电流源型逆变器并网动态特性的设计实例。图2给出逆变电流到进网电流的控制框图。根据图2可以求出逆变电流到进网电流的传递函数：

从式(1)可以看出，系统是一个二阶系统，而且系统不含有阻尼项，因此系统必然是严重欠阻尼的，绘制式(1)的伯德图，如图3所示。

图3证明系统含有谐振，在幅值增益大于零的频段，相位增益有-180°跳变，从控制的角度来说系统是不稳定系统。增加系统阻尼，如果采用无源阻尼共有四种形式，如图4所示。

采用方式1和方式3，尼会影响CL滤波器对高次谐波的抑制作用，考虑采用方式2无源阻尼，该电阻能够作为电流源型逆变器比例-比例-延迟控制器参数中K

考虑无源电阻会消耗功率，降低系统效率，因此方式2对应的电阻改为虚拟电阻。从图4可以看出，如果加入该无源电阻，相当于是在C上多了一条电阻支路，减少了流入C的电流，且该电流的大小为u

根据式(1)，可以计算出系统的谐振频率表达式：

代入参数计算可知，系统谐振频率远大于基波频率。由于谐振频率远大于基波频率，而滤波电容电压相比于网侧电感电压主要多了电网电压基波分量，因此从实现有源阻尼的角度来看，对滤波电容电压比例反馈与对网侧电感电压比例反馈是等效的，所以可以将滤波电容电压反馈变为网侧电感电压反馈。进一步地，将阻尼支路反馈节点向后移动，得到进网电流的一阶微分反馈，此时图5变为图6。

根据图6可以求出逆变电流到进网电流的传递函数：

可以看出式(3)所示的传递，并不是典型的二阶系统，对式(3)进行变形，可得：

可以看出，式(4)所示的系统是一个典型的二阶系统，系统的阻尼比可表示为：

为了保证系统具有较好的特性，且能够有效地抑制系统的谐振尖峰，令ζ＝0.707，则根据式(5)可以求出阻尼支路虚拟电阻R的值。图7给出加入有源阻尼支路前后，逆变电流到进网电流的伯德图，可以看出加入虚拟电阻支路，并按照最优阻尼比设计虚拟电阻时，谐振尖峰得到了很好地抑制。

对于电压内环来说，参考输入是外环的输出，也即滤波电容的参考电压，内环的主要作用是控制流过滤波电容的电流。滤波电容参考电压与滤波电容的电流关系表达式为：

式中Z

式(7)中i

考虑直接对滤波电容电压反馈实现有源阻尼，由于滤波电容电压的幅值相对于直流侧电流较大，很容易导致内环饱和，而反馈滤波电容电压实现有源阻尼的目的是反馈滤波电容电压包含的那部分谐振电压，且滤波电容电压中最主要的成分是基波电压，因此如果能够滤除基波电压，将能够解决内环易饱和问题。

高通滤波器能够滤除基波成分而不影响谐振电压，但是高通滤波器的参数与阻尼支路反馈系数耦合在一起，加大了设计难度，另一方面高通滤波器也增加了计算量。考虑到滤波电容电压的基波部分经过虚拟电阻，变为基波电流，而内环的参考输入是滤波电容电压的参考值，与实际滤波电容电压近似相等，但在系统含有阻尼支路的前提下，不会包含谐波电压信息。因此，如果滤波电容的参考电压，经过同样的虚拟电阻，那么就可以抵消实际电容电压经过虚拟电阻产生电流中的基波部分，进而能够解决内环饱和的问题。将该虚拟电阻放在内环控制器的比例控制器1上，此时比例控制器1的参数可变为：

至此，内环控制回路包含阻尼支路所有的参数均已设计完成，系统的整体控制框图如图8所示。

图8中表示G

由于内环的延迟，不仅会影响到内环控制器的效果，也会影响阻尼支路的效果，因此对内环控制的延迟进行补偿。考虑牛顿插值预测实现简单，而且理论上能够完全消除控制延迟的影响，这里采用牛顿插值预测对控制延迟进行补偿，牛顿插值预测的具体表达式为：

u

式中，式中u

对控制延迟进行预测后，能够看出内环的输入为滤波电容电压的参考电压，输出为滤波电容电压，因此内环可视为增益为1的比例环节，那么图8可以简化为图9。

考虑到外环控制非常简单，且插值预测具有微分特性，如果对进网电流进行预测，易放大进网电流中的谐波部分，这里未对进网电流采样延迟进行预测。用一阶惯性环节近似等效代替控制延迟，G

外环的电流环控制器G

未加入电流环控制器G

从(13)能够看出，系统具有两个开环极点，分别为：

带入系统的参数，能够确定s

系统的穿越频率设为f

将PI控制器的零点设计在补偿前开环传递函数的主导极点处，此时有：

联立式(17)和(18)，带入系统参数可以计算出外环控制器的参数。绘制系统有无PI控制器时伯德图，如图10所示。

从图10可以看出，在未加入PI控制器时，系统的穿越频率仅为35Hz，而且相角裕度接近90°，这表明系统的带宽偏低，相角裕度过大，系统的动态特性很差；加入PI控制器后，系统的穿越频率接近600Hz，相角裕度接近60°，且具有充裕的幅值稳定裕度，这表明PI控制器的参数设置较为合理。

图11给出了有源阻尼方法有效性验证，在参考电流波峰处使能阻尼支路。可以看出在阻尼支路未使能时，进网电流存在明显的震荡，滤波电容电压也存在明显的震荡。而当阻尼支路使能后，进网电流和滤波电容电压的震荡得到明显的抑制。

图12给出采用所提方法时系统稳态进网电流波形以及进网电流THD。能够看出，进网电流质量符合要求。

图13给出了采用常规控制方法时，阻尼支路反馈系数偏小、阻尼系数增加后系统的动态波形，以及在波峰处将阻尼系数设置为依据最优阻尼比时得到的阻尼支路最优反馈系数时实验波形。从图13(a)可以看出，阻尼支路反馈系数，虽然系统在稳态时能够保持稳定，但是由于系统阻尼不够，在参考电流突变时电容电压以及进网电流震荡严重，导致功率器件损坏。从图13(b)可以看出，增加阻尼支路反馈系数，虽然未出现器件损坏的现象，但是在参考电流突减时由于阻尼系数不够大，进网电流和滤波电容电压依然存在明显的震荡。而在波峰处将阻尼支路反馈系数变为最优阻尼支路反馈系数，将导致系统内环饱和，系统失稳。

图14给出采用本发明提出的方法时，系统的动态波形。可以看出，采用本发明所提方法，由于能够消除滤波电容电压基波的影响，阻尼支路的反馈系数可以按照最优阻尼比来设置，在参考电流突变时能够快速地抑制进网电流和滤波电容电压震荡的影响。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“示例”、“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。