高精度可编程电流偏置电路

技术领域

本发明涉及集成电路技术领域，特别是涉及一种高精度可编程电流偏置电路。

背景技术

在模拟集成电路中，每个单元模块均需要偏置电流(或者偏置电压)。偏置电流(或者偏置电压)的好坏直接决定了模块的性能好坏。例如，在高速高精度数模转换器中，偏置电流直接决定了数模转换器的精度。现有技术要么采用电阻分压的方式，要么通过MOS管的二极管连接来产生偏置电压。这些传统的方式，受器件的二阶效应和PVT(process、voltage、temperature，即工艺、电压和温度)波动的影响较大，且不能根据实际的工况进行动态调节。无法满足目前高性能模拟集成电路对高精度偏置的设计要求。

因此，目前亟需一种精度高、灵活可调的偏置电流拷贝技术方案。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种精度高、灵活可调的偏置电流拷贝技术方案，利用输入的参考电流，结合负反馈的方式产生两个偏置电压并对参考电流进行倍数可调的灵活复制，得到第一复制电流，再将产生的两个偏置电压作用于负载电路上，通过负载电路对第一复制电流进行复制，得到第二复制电流，进而在负载电路上得到精度高、可编程调节大小的复制电流，以消除器件的二阶效应和PVT波动对参考电流复制精度和复制灵活性的影响。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供的技术方案如下。

一种高精度可编程电流偏置电路，包括：

参考输入模块，接收参考电流并根据所述参考电流产生内部偏置电压；

第一输出模块，与所述参考输入模块连接，接收初始偏置电压及所述内部偏置电压，在所述初始偏置电压及所述内部偏置电压的作用下产生第一偏置电压；

第二输出模块，与所述参考输入模块及所述第一输出模块分别连接，在所述内部偏置电压及所述第一偏置电压的作用下产生第二偏置电压；

负反馈模块，与所述第二输出模块连接，通过负反馈作用对所述参考电流进行复制，在所述第二输出模块上得到第一复制电流，所述第一复制电流与所述参考电流成比例；

其中，所述第一偏置电压及所述第二偏置电压分别施加到负载电路，通过所述负载电路对所述第一复制电流进行复制，得到第二复制电流，所述第二复制电流与所述第一复制电流相等，所述第一复制电流与所述参考电流的比例系数由可编程控制器输出的数字码调节控制。

可选地，所述参考输入模块包括第一NMOS管，所述第一NMOS管的源极接地，所述第一NMOS管的栅极接所述第一NMOS管的漏极，所述第一NMOS管的漏极接所述参考电流，所述第一NMOS管的栅极产生并输出所述内部偏置电压。

可选地，所述第一输出模块包括第二NMOS管、第一PMOS管、第二PMOS管、第一电阻及第二电阻，所述第二NMOS管的源极接地，所述第二NMOS管的栅极接所述内部偏置电压，所述第二NMOS管的漏极接所述第一PMOS管的漏极，所述第一PMOS管的栅极接所述初始偏置电压，所述第一PMOS管的源极接所述第二PMOS管的漏极，所述第一PMOS管的漏极还经串接的所述第一电阻后接所述第二PMOS管的栅极，所述第二PMOS管的源极经串接的所述第二电阻后接电源电压，所述第二PMOS管的栅极产生并输出所述第一偏置电压。

可选地，所述第二输出模块包括第三NMOS管、第三PMOS管、第四PMOS管、第三电阻及第一电容，所述第三NMOS管的源极接地，所述第三NMOS管的栅极接所述内部偏置电压，所述第三NMOS管的漏极接所述第三PMOS管的漏极，所述第三PMOS管的栅极接所述第一偏置电压，所述第三PMOS管的源极接所述第四PMOS管的漏极，所述第三PMOS管的漏极还经依次串接的所述第一电容及所述第三电阻后接所述第四PMOS管的栅极，所述第四PMOS管的源极接电源电压，所述第四PMOS管的栅极产生并输出所述第二偏置电压。

可选地，所述负反馈模块包括运算放大器，所述运算放大器的同相输入端接所述第三NMOS管的漏极，所述运算放大器的反相输入端接所述第三NMOS管的栅极，所述运算放大器的输出端接所述第四PMOS管的栅极，所述第三PMOS管的漏极输出所述第一复制电流，所述运算放大器包括第四NMOS管、第五NMOS管、第五PMOS管及第六PMOS管，所述第四NMOS管的源极接地，所述第四NMOS管的栅极作为所述运算放大器的同相输入端，所述第四NMOS管的栅极接所述第三NMOS管的漏极，所述第四NMOS管的漏极接所述第五PMOS管的漏极，所述第五PMOS管的栅极接所述第五PMOS管的漏极，所述第五PMOS管的源极接所述电源电压，所述第五NMOS管的源极接地，所述第五NMOS管的栅极作为所述运算放大器的反相输入端，所述第五NMOS管的栅极接所述第三NMOS管的栅极，所述第五NMOS管的漏极接所述第六PMOS管的漏极，所述第六PMOS管的栅极接所述第五PMOS管的栅极，所述第六PMOS管的源极接所述电源电压，所述第六PMOS管的漏极作为所述运算放大器的输出端，所述第六PMOS管的漏极接所述第四PMOS管的栅极。

可选地，所述负载电路包括第七PMOS管及第八PMOS管，所述第七PMOS管的源极接所述电源电压，所述第七PMOS管的栅极接所述第二偏置电压，所述第七PMOS管的漏极接所述第八PMOS管的源极，所述第八PMOS管的栅极接所述第一偏置电压，所述第八PMOS管的漏极输出所述第二复制电流，所述第七PMOS管的参数规格与所述第四PMOS管的参数规格一样。

可选地，所述第一NMOS管的沟道长度与所述第三NMOS管的沟道长度相同，所述第三NMOS管的沟道宽度由所述可编程控制器输出的数字码调节控制。

可选地，所述参考输入模块包括第九PMOS管，所述第九PMOS管的源极接电源电压，所述第九PMOS管的栅极接所述第九PMOS管的漏极，所述第九PMOS管的漏极接所述参考电流，所述第九PMOS管的栅极产生并输出所述内部偏置电压。

可选地，所述第一输出模块包括第六NMOS管、第七NMOS管、第十PMOS管、第四电阻及第五电阻，所述第十PMOS管的源极接所述电源电压，所述第十PMOS管的栅极接所述内部偏置电压，所述第十PMOS管的漏极接所述第六NMOS管的漏极，所述第六NMOS管的栅极经串接的所述第四电阻后接所述第七NMOS管的源极，所述第六NMOS管的源极接所述第七NMOS管的漏极，所述第七NMOS管的栅极接所述初始偏置电压，所述第七NMOS管的源极经串接的所述第五电阻后接地，所述第六NMOS管的栅极产生并输出所述第一偏置电压。

可选地，所述第二输出模块包括第八NMOS管、第九NMOS管及第十一PMOS管，所述第十一PMOS管的源极接所述电源电压，所述第十一PMOS管的栅极接所述内部偏置电压，所述第十一PMOS管的漏极接所述第八NMOS管的漏极，所述第八NMOS管的栅极接所述第六NMOS管的栅极，所述第八NMOS管的源极接所述第九NMOS管的漏极，所述第九NMOS管的源极接地，所述第九NMOS管的栅极产生并输出所述第二偏置电压。

可选地，所述负反馈模块包括运算放大器，所述运算放大器的同相输入端接所述第十一PMOS管的栅极，所述运算放大器的反相输入端接所述第十一PMOS管的漏极，所述运算放大器的输出端接所述第九NMOS管的栅极，所述第十一PMOS管的漏极输出所述第一复制电流。

可选地，所述第九PMOS管的沟道长度与所述第十一PMOS管的沟道长度相同，所述第十一PMOS管的沟道宽度由所述可编程控制器输出的数字码调节控制。

如上所述，本发明提供的高精度可编程电流偏置电路，至少具有以下有益效果：

结合参考输入模块、第一输出模块、第二输出模块及负反馈模块设计高精度可编程电流偏置电路，通过参考输入模块产生第一输出模块及第二输出模块的内部偏置电压，通过第一输出模块产生第一偏置电压，通过第二输出模块产生第二偏置电压，通过负反馈模块的负反馈作用对参考电流进行复制，得到第一复制电流，再将第一偏置电压及第二偏置电压分别施加到负载电路，启动使能负载电路，并通过负载电路对第一复制电流进行复制，得到第二复制电流，第二复制电流与第一复制电流成比例，第一复制电流与参考电流的比例系数由可编程控制器输出的数字码调节控制，进而在负载电路上得到精度高、可编程调节大小的复制电流(即第二复制电流)，能有效消除器件的二阶效应和PVT波动对参考电流复制精度和复制灵活性的影响，将其应用在模拟集成电路中时能有效提升模拟集成电路的性能。

附图说明

图1显示为基于二极管连接方式产生偏置电压的现有技术的电路图。

图2显示为本发明中高精度可编程电流偏置电路的原理框图。

图3-图5显示为本发明一可选实施例中高精度可编程电流偏置电路的电路图。

图6显示为本发明另一可选实施例中高精度可编程电流偏置电路的电路图。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

请参阅图1-图6。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。本说明书所附图式所绘示的结构、比例、大小等，均仅用以配合说明书所揭示的内容，以供熟悉此技术的人士了解与阅读，并非用以限定本发明可实施的限定条件，故不具技术上的实质意义，任何结构的修饰、比例关系的改变或大小的调整，在不影响本发明所能产生的功效及所能达成的目的下，均应仍落在本发明所揭示的技术内容得能涵盖的范围内。

如前述在背景技术中所述的，发明人研究发现，在模拟集成电路中，偏置电流(或者偏置电压)的好坏直接影响了电路模块的性能好坏。例如，在高速高精度数模转换器中，偏置电流直接决定了数模转换器的精度。

但是，现有技术要么采用电阻分压的方式来产生偏置电压，要么通过MOS管的二极管连接方式来产生偏置电压，这些传统的方式，受器件的二阶效应和PVT(process、voltage、temperature，即工艺、电压和温度)波动的影响较大，且不能根据实际的工况进行动态调节。无法满足目前高性能模拟集成电路对高精度偏置的设计要求。

具体地，通过MOS管的二极管连接方式来产生偏置电压的现有技术可参见图1，如图1所示，NMOS管N01的漏极接参考电流Iref0，NMOS管N01的源极接地，NMOS管N01的栅极与NMOS管N01的漏极连接，NMOS管N02的源极接地，NMOS管N02的栅极与NMOS管N01的栅极连接，NMOS管N02的漏极接PMOS管P01的漏极，PMOS管P01的栅极接PMOS管P01的漏极，PMOS管P01的源极经串接的电阻R01后接电源电压VDD，NMOS管N03的源极接地，NMOS管N03的栅极与NMOS管N01的栅极连接，NMOS管N03的漏极接PMOS管P03的漏极，PMOS管P03的栅极接PMOS管P03的漏极，PMOS管P03的源极接电源电压VDD，基于NMOS管N01的二极管连接方式产生内部偏置电压Vb0，内部偏置电压Vb0导通NMOS管N02，导通的NMOS管N02再基于PMOS管P01的二极管连接方式导通PMOS管P01，在PMOS管P01的栅极得到第一偏置电压Vout01，内部偏置电压Vb0还导通NMOS管N03，导通的NMOS管N03再基于PMOS管P02的二极管连接方式导通PMOS管P02，在PMOS管P02的栅极得到第二偏置电压Vout02。

但是，由于受器件(如NMOS管N01～N03、PMOS管P01～P02)的二阶效应(如背栅效应、沟道长度调制效应及亚阈值效应等)和PVT(process、voltage、temperature，即工艺、电压和温度)波动的影响较大，导致最终得到的实际电路与理论电路存在参数偏差，使得到的第一偏置电压Vout01(和第二偏置电压Vout02)与对应的理想值相比存在误差，进而导致不能进行电流的精确复制。同时，该电路为固定不可调电路，得到的第一偏置电压Vout01(和第二偏置电压Vout02)不能根据实际工况进行动态调节，从而导致最终产生的偏置电压(即第一偏置电压Vout01和第二偏置电压Vout02))或借助偏置电压产生的偏置电流误差大、精度低且无法可调，使得其适用范围很有限，无法满足目前高性能模拟集成电路对高精度偏置的设计要求。

基于此，本发明提出一种高精度可编程调节的偏置电流产生技术方案：结合参考输入模块、第一输出模块、第二输出模块及负反馈模块设计高精度可编程电流偏置电路，通过参考输入模块产生第一输出模块及第二输出模块的内部偏置电压，通过第一输出模块产生第一偏置电压，通过第二输出模块产生第二偏置电压，通过负反馈模块的负反馈作用对参考电流进行复制，得到第一复制电流，再将第一偏置电压及第二偏置电压分别施加到负载电路，启动使能负载电路，并通过负载电路对第一复制电流进行复制，得到与第一复制电流相等的第二复制电流；再基于第二输出模块中宽长比由可编程控制器输出的数字码调节、控制的MOS管调节第一复制电流与参考电流的比例系数，进而在负载电路上得到精度高、可编程调节大小的第二复制电流，以消除器件的二阶效应和PVT波动对参考电流复制精度和复制灵活性的影响。

如图2所示，本发明提出一种高精度可编程电流偏置电路，其包括：

参考输入模块，接收参考电流Iref并根据参考电流Iref产生内部偏置电压Vb0；

第一输出模块，与参考输入模块连接，接收初始偏置电压Vb1及内部偏置电压Vb0，在初始偏置电压Vb1及内部偏置电压Vb0的作用下产生第一偏置电压Vout1；

第二输出模块，与参考输入模块及第一输出模块分别连接，在内部偏置电压Vb0及第一偏置电压Vout1的作用下产生第二偏置电压Vout2；

负反馈模块，与第二输出模块连接，通过负反馈作用对参考电流Iref进行复制，在第二输出模块上得到第一复制电流I01，第一复制电流I01与参考电流Iref成比例；

其中，第一偏置电压Vout1及第二偏置电压Vout2分别施加到负载电路，通过负载电路对第一复制电流I01进行复制，得到第二复制电流I02，第二复制电流I02与第一复制电流I01成比例，第一复制电流I01与参考电流Iref的比例系数由可编程控制器输出的数字码调节控制。

其中，如图2所示，第二输出模块包括依次串联的三个MOS管Q1～Q3，负载电路包括依次串联的两个MOS管Q4～Q5，MOS管Q1、Q2、Q4及Q5为第一类型MOS管(NMOS管和PMOS管中的一种)，MOS管Q3为第二类型MOS管(NMOS管和PMOS管中的另一种)；MOS管Q1的参数规格与MOS管Q4的参数规格一样(或者相同长度，宽度成比例)，以保证对第一复制电流I01的精确复制，使得到的第二复制电流I02与第一复制电流I01相等或成比例，同时，MOS管Q3的宽长比由可编程控制器输出的数字码调节控制，进而调节第一复制电流I01与参考电流Iref的比例系数；第一输出模块的结构与第二输出模块的结构类似，第一输出模块也包括依次串联的三个MOS管(图2中未示出)，在此不再赘述。

详细地，在本发明的一可选实施例中，如图3所示，参考输入模块包括第一NMOS管N1，第一NMOS管N1的源极接地，第一NMOS管N1的栅极接第一NMOS管N1的漏极，第一NMOS管N1的漏极接参考电流Iref，基于第一NMOS管N1的二极管连接方式，第一NMOS管N1在电流源提供的参考电流Iref的作用下导通，第一NMOS管的栅极产生并输出内部偏置电压Vb0。

详细地，在本发明的一可选实施例中，如图3所示，第一输出模块包括第二NMOS管N2、第一PMOS管P1、第二PMOS管P2、第一电阻R1及第二电阻R2，第二NMOS管N2的源极接地，第二NMOS管N2的栅极接内部偏置电压Vb0，第二NMOS管N2的漏极接第一PMOS管P1的漏极，第一PMOS管P1的栅极接初始偏置电压Vb1，第一PMOS管P1的源极接第二PMOS管P2的漏极，第一PMOS管P1的漏极还经串接的第一电阻R1后接第二PMOS管P2的栅极，第二PMOS管P2的源极经串接的第二电阻R2后接电源电压VDD，第二PMOS管P2的栅极产生并输出第一偏置电压Vout1。

更详细地，如图3所示，初始偏置电压Vb1为地电位VSS，在内部偏置电压Vb0的作用下，第二NMOS管N2导通，第二PMOS管P2的栅极(即第一偏置电压Vout1)被拉低，使得第二PMOS管P2导通，在初始偏置电压Vb1的作用下，使得第一PMOS管P1导通，进而使得第一输出模块完全导通，形成电流回路，形成电流I00并产生第一偏置电压Vout1。

详细地，在本发明的一可选实施例中，如图3所示，第二输出模块包括第三NMOS管N3、第三PMOS管P3、第四PMOS管P4、第三电阻R3及第一电容C1，第三NMOS管N3的源极接地，第三NMOS管N3的栅极接内部偏置电压Vb0，第三NMOS管N3的漏极接第三PMOS管P3的漏极，第三PMOS管P3的栅极接第一偏置电压Vout1，第三PMOS管P3的源极接第四PMOS管P4的漏极，第三PMOS管P3的漏极还经依次串接的第一电容C1及第三电阻R3后接第四PMOS管P4的栅极，第四PMOS管P4的源极接电源电压VDD，第四PMOS管P4的栅极产生并输出第二偏置电压Vout2。

详细地，在本发明的一可选实施例中，如图3所示，负反馈模块包括运算放大器OP1，运算放大器OP1的同相输入端接第三NMOS管N3的漏极，运算放大器OP1的反相输入端接第三NMOS管N3的栅极，运算放大器OP1的输出端接第四PMOS管P4的栅极。

更详细地，如图3所示，在内部偏置电压Vb0的作用下，第三NMOS管N3导通，在第一偏置电压Vout1的作用下，第三PMOS管P3导通，第三NMOS管N3的漏极被拉低，第三NMOS管N3的栅极接内部偏置电压Vb0，使得运算放大器OP1的输出(即第二偏置电压Vout2)偏置到合适的电压值，进而使得第四PMOS管P4导通，这使得第二输出模块完全导通，形成电流回路，对参考电流Iref进行复制，得到第一复制电流I01并产生第二偏置电压Vout2，第三PMOS管P3的漏极输出第一复制电流I01。

更详细地，在本发明的一可选实施例中，如图4所示，运算放大器OP1包括第四NMOS管N4、第五NMOS管N5、第五PMOS管P5及第六PMOS管P6，第四NMOS管N4的源极接地，第四NMOS管N4的栅极作为运算放大器OP1的同相输入端，第四NMOS管N4的栅极接第三NMOS管N3的漏极，第四NMOS管N4的漏极接第五PMOS管P5的漏极，第五PMOS管P5的栅极接第五PMOS管P5的漏极，第五PMOS管P5的源极接电源电压VDD，第五NMOS管N5的源极接地，第五NMOS管N5的栅极作为运算放大器OP1的反相输入端，第五NMOS管N5的栅极接第三NMOS管N3的栅极，第五NMOS管N5的漏极接第六PMOS管P6的漏极，第六PMOS管P6的栅极接第五PMOS管P5的栅极，第六PMOS管P6的源极接电源电压VDD，第六PMOS管P6的漏极作为运算放大器OP1的输出端，第六PMOS管P6的漏极接第四PMOS管P4的栅极。

进一步地，如图4所示，第四NMOS管N4、第五NMOS管N5、第五PMOS管P5及第六PMOS管P6构成运算放大器OP1，并产生电流I03和I04，运算放大器OP1与第二输出模块连接，二者共同构成了负反馈环路，稳定了输出的第二偏置电压Vout2，并通过负反馈作用对参考电流Iref进行复制，在第二输出模块上得到第一复制电流I01，第一复制电流I01与参考电流Iref成比例；同时，第三电阻R3串联第一电容C1，对负反馈环路进行相位补偿，稳定了负反馈环路。

更详细地，在本发明的一可选实施例中，如图5所示，负载电路包括第七PMOS管P7及第八PMOS管P8，第七PMOS管P7的源极接电源电压VDD，第七PMOS管P7的栅极接第二偏置电压Vout2，第七PMOS管P7的漏极接第八PMOS管P8的源极，第八PMOS管P8的栅极接第一偏置电压Vout1，第八PMOS管P8的漏极输出第二复制电流I02，第七PMOS管P7的参数规格与第四PMOS管P4的参数规格一样(长度相同，宽度成比例)。

其中，第一NMOS管N1的沟道长度、第二NMOS管N2的沟道长度及第三NMOS管N3的沟道长度相同，第一NMOS管N1与第三NMOS管N3均相同，第三NMOS管N3的沟道宽度由可编程控制器输出的数字码调节控制，第二NMOS管N2的沟道宽度也由可编程控制器输出的数字码调节控制。

详细地，在本发明的一可选实施例中，如图3-图5所示，运算放大器OP1与第二输出模块连接构成了负反馈环路，基于运算放大器OP1的虚短原理，V

V

其中，V

因此，流过第四PMOS管P4、第三PMOS管P3及第三NMOS管N3的第一复制电流I01和流过第一NMOS管N1的参考电流Iref成比例，在除了沟道宽度之外的其他各个参数均相同的情况下，第一复制电流I01与参考电流Iref之比等于第一NMOS管N1的沟道宽长比与第三NMOS管N3沟道宽长比的比值，而第一NMOS管N1的沟道长度与第三NMOS管N3的沟道长度相同，使得第一复制电流I01与参考电流Iref之比等于第一NMOS管N1的沟道宽度与第三NMOS管N3沟道宽度的比值，第一NMOS管N1的沟道宽度固定，第三NMOS管N3的沟道宽度由可编程控制器输出的数字码调节控制，进而能编程调节第一复制电流I01与参考电流Iref的比值。

第一偏置电压Vout1为：

Vout1＝VDD-V

第二偏置电压Vout2为：

Vout2＝VDD-|V

其中，V

当将本发明实施例提出的高精度可编程电流偏置电路与负载电路相连接时，形成如图5所示的电路图。从图5可以看出，第七PMOS管P7(负载管)的栅源电压与第四PMOS管P4(偏置电压产生管)的栅源电压一样，且第七PMOS管P7的参数规格与第四PMOS管P4的参数规格一样，流过第四PMOS管P4的第一复制电流I01与流过第七PMOS管P7的第二复制电流I02相等(或者成比例)，因此，通过负载电路能对第一复制电流I01进行精确复制，得到第二复制电流I02，而第一复制电流I01又是参考电流Iref的精确复制，且对应比例系数由可编程控制器输出的数字码调节控制，从而实现了输出的第二复制电流I02对输入的参考电流Iref的精确可调复制，得到的第二复制电流精度高、大小可编程调节，能有效消除器件的二阶效应和PVT波动对参考电流复制精度和复制灵活性的影响，将其应用在模拟集成电路中时能有效提升模拟集成电路的性能。

其中，第三NMOS管N3的沟道宽度由可编程控制器输出的数字码调节控制，对应调节因子为k，则：

I02＝I01＝k×Iref (4)

需要说明的是，第三NMOS管N3的沟道宽度由数字码调节控制，第三NMOS管N3包括M条并联的MOS支路，每条MOS支路包括一个单元NMOS管，M个单元NMOS管的漏极接在一起，作为第三NMOS管N3的漏极，M个单元NMOS管的栅极接在一起，作为第三NMOS管N3的栅极，M个单元NMOS管的源极接在一起，作为第三NMOS管N3的源极；且N条MOS支路为开关MOS结构，除了单元NMOS管之外，开关MOS结构还包括单元开关，在每个开关MOS结构中，单元开关的输入端接单元NMOS管的漏极，单元开关的输出端接单元NMOS管的源极，单元开关的控制端接可编程控制器输出的一位数字码；N条MOS支路与N位数字码一一对应连接，通过数字码(0或者1)对单元开关进行开关控制，进而控制对应MOS支路中的单元NMOS管是否并入，在M个单元NMOS管的沟道长度一样的基础上，通过调控并联接入的单元NMOS管的个数，即可调节并联形成的第三NMOS管N3的沟道宽度；其中，M为大于或者等于2的整数，N为1～M的整数。沟道宽度可编程调节的第二NMOS管N2的结构与第三NMOS管N3的结构类似，在此不再赘述。

需要强调的是，在图3-图5所示的实施例中，参考输入模块为基于NMOS管(即第一NMOS管N1)的电路结构，而在本发明的其他可选实施例中，参考输入模块也可以是基于PMOS管的电路结构。

详细地，在本发明的另一可选实施例中，如图6所示，参考输入模块包括第九PMOS管P9，第九PMOS管P9的源极接电源电压VDD，第九PMOS管P9的栅极接第九PMOS管P9的漏极，第九PMOS管P9的漏极接参考电流Iref，第九PMOS管P9的栅极产生并输出内部偏置电压Vb0。

详细地，在本发明的另一可选实施例中，如图6所示，第一输出模块包括第六NMOS管N6、第七NMOS管N7、第十PMOS管P10、第四电阻R4及第五电阻R5，第十PMOS管P10的源极接电源电压VDD，第十PMOS管P10的栅极接内部偏置电压Vb0，第十PMOS管P10的漏极接第六NMOS管N6的漏极，第六NMOS管N6的栅极经串接的第四电阻R4后接第七NMOS管N7的源极，第六NMOS管N6的源极接第七NMOS管N7的漏极，第七NMOS管N7的栅极接初始偏置电压Vb1(此处，初始偏置电压Vb1为正电源电压，如电源电压VDD)，第七NMOS管N7的源极经串接的第五电阻R5后接地，第六NMOS管N6的栅极产生并输出第一偏置电压Vout1。

详细地，在本发明的另一可选实施例中，如图6所示，第二输出模块包括第八NMOS管N8、第九NMOS管N9及第十一PMOS管P11，第十一PMOS管P11的源极接电源电压VDD，第十一PMOS管P11的栅极接内部偏置电压Vb0，第十一PMOS管P11的漏极接第八NMOS管N8的漏极，第八NMOS管N8的栅极接第六NMOS管N6的栅极，第八NMOS管N8的源极接第九NMOS管N9的漏极，第九NMOS管N9的源极接地，第九NMOS管N9的栅极产生并输出第二偏置电压Vout2。

需要说明的是，对应的负载电路包括两个依次串联的NMOS管，可类比图5中负载电路的相关描述进行分析，在此不再赘述。

详细地，在本发明的另一可选实施例中，如图6所示，负反馈模块包括运算放大器OP2，运算放大器OP2的同相输入端接第十一PMOS管P11的栅极，运算放大器OP2的反相输入端接第十一PMOS管P11的漏极，运算放大器OP2的输出端接第九NMOS管N9的栅极，第十一PMOS管P11的漏极输出第一复制电流I01。

其中，第九PMOS管P9的沟道长度与第十一PMOS管P11的沟道长度相同，第十一PMOS管P11的沟道宽度由可编程控制器输出的数字码调节控制，第十一PMOS管P11的结构与第三NMOS管N3的结构类似，详情可参照上述实施例关于第三NMOS管N3结构的描述，在此不再赘述。

需要强调的是，如图6所示的高精度可编程电流偏置电路的具体工作原理可类比如图3-图5所示的高精度可编程电流偏置电路的具体工作原理进行分析，在此不再赘述。

综上所述，在本发明提供的高精度可编程电流偏置电路中，结合参考输入模块、第一输出模块、第二输出模块及负反馈模块设计高精度可编程电流偏置电路，通过参考输入模块产生第一输出模块及第二输出模块的内部偏置电压，通过第一输出模块产生第一偏置电压，通过第二输出模块产生第二偏置电压，通过负反馈模块的负反馈作用对参考电流进行复制，得到第一复制电流，再将第一偏置电压及第二偏置电压分别施加到负载电路，启动使能负载电路，并通过负载电路对第一复制电流进行复制，得到与第一复制电流相等或者成比例的第二复制电流；再基于第二输出模块中宽度(或者宽长比)由可编程控制器输出的数字码调节控制的MOS管调节第一复制电流与参考电流的比例系数，进而在负载电路上得到精度高、可编程调节大小的第二复制电流，能有效消除器件的二阶效应和PVT波动对参考电流复制精度和复制灵活性的影响，将其应用在模拟集成电路中时能有效提升模拟集成电路的性能。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。