一种基于预调制CDSC与SDFT的单相谐波实时提取方法

技术领域

本发明属于单相并网逆变器控制与谐波选择性补偿领域，具体涉及基于预调制CDSC与SDFT的单相谐波实时提取方法。

背景技术

单相并网逆变器广泛应用于光伏、有源电力滤波器中，交流信号的相位检测是其中重要的课题之一；在电能质量评估与谐波补偿领域，选择性谐波提取起着重要作用；在平顶磁场电源的纹波抑制中，特定次谐波信号的迅速补偿也是其控制的难点。由于瞬态过程谐波提取算法无法准确的提供幅值和相位信息，因此如何缩短瞬态时间是谐波提取算法的热点研究问题。

谐波提取算法主要分为两大类，一类是频域法，另一类是时域法。频域法基于DFT（离散傅里叶变换，Discrete Fourier Transform），DFT将信号从时域变换到频域，可以选择性的对特定次谐波进行提取；SDFT（滑动傅里叶变换，Sliding Discrete FourierTransform）在已知前一时刻频谱的情况下通过简单的递推运算，得到后一时刻的频谱，降低了DFT的运算复杂度，因此SDFT实现了有选择性的谐波实时提取；mSDFT（调制的滑动傅里叶变换，modulated Discrete Fourier Transform）解决了SDFT数字实现时存在舍入误差累积和不稳定性；GDFT（广义傅里叶变换，Generalized Discrete Fourier Transform）通过重构DFT的梳状滤波器结构，改进了基于傅里叶谐波检测瞬态响应必须建立一个基础分析周期的缺点。经典的时域方法有SOGI（二阶广义积分器，second-order generalizedintegrators）方法、ANF（自适应陷波滤波器，Adaptive Notch Filter）、瞬时功率pq理论方法（p表示有功；q表示无功）、CDSC（级联延迟信号消除，Cascaded Delayed SignalCancellation）方法。ANF方法和瞬时功率pq理论方法无法进行选择性谐波提取；SOGI对电网频率存在严重的依赖性。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于预调制CDSC与SDFT的单相谐波实时提取方法，旨在解决现有技术中由于瞬态过程谐波提取方法无法准确的提供幅值和相位信息导致实时提取单相谐波时瞬态响应慢的技术问题。

本发明提供了一种基于预调制CDSC与SDFT的单相谐波实时提取方法，包括下述步骤：

（1）通过调制波对待处理的单相畸变信号进行调制并获得高频信号；

（2）将所述高频信号以延迟半谐波周期的方式对高频谐波分量依次消除，并获得（

（3）对所述（

（4）对所述（

本发明基于预调制CDSC与SDFT的基础上，进一步提高了谐波实时提取的瞬态速度，并且算法固定的配置流程使实施者方便应用。

本发明通过合理的配置可以实现对特定次谐波实时迅速的提取。具体地，在步骤（1）中，采用的调制波为

更进一步地，待处理的单相畸变信号经调制后获得

更进一步地，步骤（2）具体为：通过级联的延迟信号消除模块依次将（

更进一步地，延迟信号消除模块

更进一步地，通过依次级联的延迟信号消除模块

更进一步地，在步骤（3）中，对所述（

更进一步地，步骤（4）中对，将所有DSC模块造成的幅值衰减相乘取倒数得

其中，瞬态响应时间为CDSC模块的延迟时间与SDFT模块的延迟时间之和：

本发明采用调制的方式将信号变换至高频，以极短的时间消除谐波，并仅仅保留1个携带着待提取谐波幅值和相位信息的高频谐波信号，以极短的时间做SDFT运算，实现实时的单相谐波提取。改进了现有的基于傅里叶变换技术频域谐波检测存在一个基础分析周期瞬态时间的问题。在ADC的采样频率以及量化精度均较高的情况下，提高调制频率可以使本发明提供的提取方法的瞬态时间比单独使用CDSC算法或单独使用SDFT算法的瞬态时间都短。

附图说明

图1为本发明提供的预调制CDSC与SDFT的单相谐波实时提取方法的结构框图；

图2为本发明实施例提供的测试信号的时域波形图；

图3（a）为调制频率为20倍基频时对基波进行实时提取的幅值信息；

图3（b）为调制频率为20倍基频时对基波进行实时提取的相位信息；

图3（c）为调制频率为20倍基频时对三次谐波实时提取的幅值信息；

图4为调制频率为20倍、30倍、40倍基频时对基波进行实时提取的幅值与相位信息以及对基波的波形跟踪。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

SDFT基于DFT技术，因其出色的选择性滤波特性和简单的递归结构，在谐波检测与提取领域得到了广泛应用。SDFT实质上是用一个固定长度的窗口随时间滑动来选择

本发明提出了一种基于预调制CDSC与SDFT的单相谐波实时提取方法，该算法的思想是：SDFT存在一个基础分析周期的瞬态响应时间，如果该基础分析周期缩短，谐波提取的瞬态过程会缩短。因此可以将信号调制到高频，高频信号依然携带着原始谐波的幅值和相位信息。SDFT是通过在所有分析频率上配置零点，实现各频率成分的隔离，再于待提取频率成分上配置极点，零极点相消实现选择性谐波提取。然而调制后的频率成分复杂，所有频率成分的最大公因数为1，此时进行SDFT运算，零点依然要配置在原基础分析频率上，因此瞬态时间依然是一个基础周期。如果仅仅留下一个调制后的高频成分再进行SDFT，SDFT的基础分析周期会大幅减小。因此采用CDSC方法以极短的延迟时间将调制至高频的谐波进行依次消除，仅保留携带着待提取次谐波幅值和相位信息的高频成分之一，将该频率作为基础频率，对该高频基础频率成分进行SDFT，从而实现瞬态时间很短的特定次谐波幅值和相位信息的提取。

本发明提供的谐波提取方法适用于电网谐波监测、更适用于单相并网逆变器控制以及对谐波补偿快速性有要求的情况。本发明从单相系统信号的频率成分形式的傅里叶级数展开式进行公式推导；一种基于预调制CDSC与SDFT的单相谐波实时提取方法，包括如下步骤：

步骤（1）：用调制波

同理，待处理单相畸变信号经调制后得到

步骤（2）：将步骤（1）得到的高频谐波成分接入CDSC模块，CDSC模块由（

（

延迟后的（

步骤（3）：对步骤（2）获得的（

其中

经过SDFT运算获得了实时的（

步骤（4）：对步骤（2）中CDSC模块导致的（

相位滞后了

……（10）

校正环节对所有DSC模块造成的幅值衰减相乘取倒数得

将所有DSC模块的相位偏移相加得到

进一步地，本发明中步骤（1）、步骤（2）、步骤（3）、步骤（4）中的调制、CDSC、SDFT、校正模块均于数字信号处理器中实现。

进一步地，步骤（2），以

其中，

同理得到其他DSC模块的实现表达式。从公式（19）中可以发现，DSC存在对信号的延迟环节，而在数字实现过程中，大多数情况下延迟点数是非整数，如公式（20）所示，因此一定存在舍入误差，从而导致离散化系统的输出出现错误。本发明采用线性插值的方法来实现延迟环节。具体的方法是：假设

……（21）

采用拉格朗日线性线性插值法虽然能够减小误差，但无法做到完全消除，体现在所提取的幅值上是一系列高频纹波的叠加。基于拉格朗日线性插值余项给出纹波水平的分析：

基于拉格朗日线性线性插值法延时半谐波周期后的信号为：

由拉格朗日余项来估计误差，

延时后的信号与原始信号相加除以2：

CDSC模块对2

进一步地，本发明中步骤（1）、步骤（2）、步骤（3）、步骤（4）实现一个数量的谐波提取，若提取其他次谐波，以相同的结构并行运算。

下面的实施例可以使本领域技术人员更全面地理解本发明，但不以任何方式限制本发明。

如图2所示，实施例给出单相系统中畸变电压的时域波形，于0s时出现幅值为1V，相位为0的基波（50Hz）电压；于0.05s时出现谐波3、5、7次谐波，幅值分别为0.167V、0.1V、0.071V，相角均为0°；于0.1s时基波幅值增长至1.1V；于0.15s基波相角突变20°。

本实施例采用预调制CDSC与SDFT的单相谐波实时提取方法，对基波以及3、5、7次谐波中的基波和3次谐波进行实时提取。包括以下步骤：

步骤（1）：对单相畸变信号以16位ADC进行采样，于DSP中以20倍基波频率的余弦调制波对数字化的畸变信号进行调制，得到13、15、17、19、21、23、25、27次谐波。

步骤（2）：为提取基波信号的幅值与相位信息，通过级联

步骤（3）：对21次谐波以及23次谐波做并行SDFT运算。

步骤（4）：对21次谐波的幅值进行校正，将21次谐波信号乘以

对21次谐波的相角进行补偿与修正得到基波的相角信息，其中：

对21次谐波的相角进行补偿与修正得到三次谐波的相角信息，其中：

本实施例对基于预调制CDSC与SDFT的单相谐波实时提取方法的效果进行评估。图3中（a）为基波的实时幅值信息，于0.05s时注入3、5、7次谐波，算法进入瞬态响应过程，仅度过了4.7ms（0.235个基础周期）完成瞬态过程，进入稳态并正确输出幅值1V；于0.1s将基波幅值突增至1.1V，算法完成瞬态后，无稳态误差的输出幅值1.1V；于0.15s将基波相位突增20°，算法完成瞬态后，无误差的输出幅值1.1V。为了能更清楚的展示本算法对相位变化跟踪的准确性，图3中（b）所示为

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。