一种单级混合型软开关AC/DC变换器

技术领域

本发明涉及功率因数校正技术领域，尤其涉及一种单级混合型软开关AC/DC变换器。

背景技术

AC/DC变换器广泛应用于各种开关电源及电力电子设备中，如充电器、电源适配器、LED驱动、通信电源整流器及工业控制电源等。如图1所示，传统两级AC/DC变换器一般由前级功率因数校正(PFC)电路及后级DC/DC变换器构成。前后两级变换器具有两套独立功率变换及其控制电路，前级PFC电路通常使用升压变换器(Boost)，主要包括升压电感Lb、功率开关管Qb及功率开关管Qb的体二极管D

交流输入电压经过整流二极管后的电压为Vac，前级Boost变换器升压工作，在Cb两端形成较为稳定的直流母线电压V

实际上，传统单级AC/DC变换器中PFC和LLC DC/DC共用功率开关管Q1、Q2，PFC和LLC DC/DC工作电流同时流过Q1、Q2，导致其导通损耗较大。由于存在诸多局限性，如同十年前的单级功率因数技术，这种单级变换器至今未被实际使用，近几年又提出了电荷泵单级PFC技术，分为电压源电荷泵(VS-CP)、电流源电荷泵(CS-CP)及连续输入电流电荷泵(CIC-CP)，VS-CP、CIC-CP一般使用反激拓扑(Flyback)而无法应用于较大功率场合。CS-CP半桥变换器如图3所示，其中Lr、Cr1分别为谐振电感、谐振电容，D5为电荷泵二极管，Cd为电荷泵电容，Cb为直流母线电容。

CS-CP半桥变换器可以达到高转换效率、低输出纹波、低成本及软开关工作，但是仅适宜较窄交流输入电压范围，输入电压较宽时功率因数较低、输入电流谐波失真较大。开关电源交流输入电压一般较宽，因此需要单级AC/DC变换器近似达到两级拓扑的性能指标，同时降低两级拓扑器件数量及其物料成本。

发明内容

为了克服现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种单级混合型软开关AC/DC变换器，能达到高功率因数、低输入电流谐波失真、高转换效率，可广泛应用于各类开关电源中。

本发明提供一种单级混合型软开关AC/DC变换器，包括输入交流电源、输入端滤波电感、输入端第一滤波电容、输入端第二滤波电容、工频整流桥、混合型电路和DC/DC半桥变换器；所述混合型电路包括高频整流电路、储能电感、谐振电感、第一谐振电容和直流母线电容，所述DC/DC半桥变换器包括原边第一功率开关管及原边第一功率开关管体二极管、原边第二功率开关管及原边第二功率开关管的体二极管、输出整流电路、输出滤波电容、采样与反馈电路、隔离光耦、控制器和输出负载；所述输入交流电源、所述输入端滤波电感和所述输入端第一滤波电容依次形成串流回路，所述输入端第一滤波电容与所述工频整流桥的第一输入端和第二输入端连接，所述储能电感接在所述输入端滤波电感和所述工频整流桥的输入端之间，或接在所述高频整流电路和所述工频整流桥的输出端之间，所述输入端第二滤波电容接在所述工频整流桥的第一输出端和第二输出端之间，所述直流母线电容接在所述高频整流电路和所述工频整流桥的输出端之间，所述原边第一功率开关管的栅极、所述原边第二功率开关管的栅极与所述控制器连接，所述原边第二功率开关管的漏极与所述原边第一功率开关管的源极连接，所述原边第一功率开关管的漏极或所述原边第二功率开关管的源极与所述高频整流电路连接，所述原边第二功率开关管的源极或所述原边第一功率开关管的漏极与所述工频整流桥的输出端连接，所述谐振电感、所述原边第一功率开关管的源极与所述输出整流电路连接，所述输出滤波电容和所述输出负载并联，并与所述输出整流电路连接，所述采样与反馈电路与所述输出滤波电容并联，所述采样与反馈电路经所述隔离光耦与所述控制器连接，所述第一谐振电容的一端与所述谐振电感连接，另一端接在所述储能电感和所述高频整流电路之间。

进一步地，所述输出整流电路包括副边第一整流二极管、副边第二整流二极管，所述副边第一整流二极管的正极与所述副边第二整流二极管的负极连接，所述原边第一功率开关管的源极与所述副边第二整流二极管的负极连接，所述谐振电感与所述副边第二整流二极管的正极连接，所述输出滤波电容一端与所述副边第一整流二极管的负极连接，另一端与所述副边第二整流二极管的正极连接。

进一步地，所述输出整流电路包括副边第一整流二极管、副边第二整流二极管、副边第三整流二极管、副边第四整流二极管，所述副边第一整流二极管、所述副边第二整流二极管、所述副边第三整流二极管、所述副边第四整流二极管组成输出整流桥，所述谐振电感与所述输出整流桥的第二输入端连接，所述原边第一功率开关管的源极与所述输出整流桥的第一输入端连接，所述输出滤波电容一端与所述输出整流桥的第一输出端连接，另一端与所述输出整流桥的第二输出端连接。

进一步地，所述DC/DC半桥变换器还包括变压器，所述变压器的原边绕组的一端与所述谐振电感或所述工频整流桥的输出端连接，所述变压器的原边绕组的另一端与所述原边第一功率开关管的源极连接，所述变压器的副边第一绕组与所述输出整流电路连接。

进一步地，所述输出整流电路包括副边第一整流二极管、副边第二整流二极管，所述变压器的副边第一绕组上端与所述副边第一整流二极管的正极连接，所述变压器的副边第二绕组下端与所述副边第二整流二极管的正极连接，所述副边第二整流二极管的负极与所述副边第一整流二极管的负极连接，所述输出滤波电容和所述输出负载并联接在所述副边第一整流二极管的负极和所述变压器的副边第一绕组下端之间。

进一步地，所述高频整流电路包括第一高频整流二极管，所述第一高频整流二极管一端与所述储能电感连接，另一端与所述原边第一功率开关管的漏极或所述原边第二功率开关管的源极连接。

进一步地，所述高频整流电路包括第一高频整流二极管、第二高频整流二极管、第三高频整流二极管、第四高频整流二极管、输入端第三滤波电容、第二谐振电容，所述第一高频整流二极管、所述第二高频整流二极管、所述第三高频整流二极管、所述第四高频整流二极管组成高频整流桥，所述工频整流桥的第一输出端经所述储能电感与所述高频整流桥的第二输出端连接，所述高频整流桥的第一输出端与所述原边第一功率开关管的漏极连接，所述输入端第三滤波电容接在所述高频整流桥的第二输入端和所述工频整流桥的第二输出端之间，所述第一谐振电容与所述高频整流桥的第一输入端连接，所述第二谐振电容的一端与所述谐振电感连接，另一端与所述高频整流桥的第二输入端连接。

进一步地，所述高频整流电路包括第一高频整流二极管、第二高频整流二极管、第三高频整流二极管、第四高频整流二极管、第二谐振电容，所述输入端第一滤波电容一端经所述储能电感与所述第三高频整流二极管的正极连接，另一端与所述第四高频整流二极管的正极连接，所述第三高频整流二极管的负极与所述第四高频整流二极管的负极连接，所述第四高频整流二极管的负极与所述第二高频整流二极管的正极连接，所述第二高频整流二极管的负极与所述第一高频整流二极管的负极连接，所述第三高频整流二极管的负极经所述第二谐振电容与所述谐振电感连接。

进一步地，所述混合型电路还包括谐振开关电容，所述谐振开关电容与所述第一高频整流二极管或第二高频整流二极管并联；

所述混合型电路还包括高频耦合电容，所述高频耦合电容一端与所述高频整流电路连接，另一端与所述原边第一功率开关管的源极连接；还包括输入端第四滤波电容，所述输入端第四滤波电容接在所述储能电感与所述工频整流桥的第二输出端之间。

进一步地，所述混合型电路还包括第三谐振电容，所述第三谐振电容一端与所述谐振电感连接，另一端与所述工频整流桥的第一输入端连接。

相比现有技术，本发明的有益效果在于：

本发明提供一种单级混合型软开关AC/DC变换器，主要包括由谐振开关电容和储能电感构成的混合型电路及DC/DC半桥变换器，功率开关管复用于PFC和DC/DC变换功能，混合型电路的核心部件为高频整流二极管、谐振开关电容、高频耦合电容和串联谐振电路，DC/DC半桥变换器中点高频电压经过串联谐振电路和高频耦合电容形成高频谐振电流，通过扩大输入整流二极管导通角，从而实现AC/DC变换器的功率因数校正功能及高频软开关工作，能达到高功率因数、低输入电流谐波失真、高转换效率，可广泛应用于各类开关电源中，如充电器、电源适配器、LED驱动、通信电源及工控电源等。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。本发明的具体实施方式由以下实施例及其附图详细给出。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1为本发明背景技术的传统两级AC/DC变换器示意图；

图2为本发明背景技术的传统单级AC/DC变换器示意图；

图3为本发明背景技术的CS-CP半桥变换器示意图；

图4为本发明的单级电流源软开关AC/DC变换器实施例一示意图；

图5为本发明的单级电流源软开关AC/DC变换器主要工作波形示意图；

图6为本发明的采样与反馈电路和控制器示意图；

图7为本发明的V

图8为本发明的单级电流源软开关AC/DC变换器实施例二示意图；

图9为本发明的单级电流源软开关AC/DC变换器实施例三示意图；

图10为本发明的单级电流源软开关AC/DC变换器实施例四示意图；

图11为本发明的单级电流源软开关AC/DC变换器实施例五示意图；

图12为本发明的单级电流源软开关AC/DC变换器实施例六示意图；

图13为本发明的单级电流源软开关AC/DC变换器实施例七示意图；

图14为本发明的单级电流源软开关AC/DC变换器实施例八示意图；

图15为本发明的单级电流源软开关AC/DC变换器实施例九示意图；

图16为本发明的单级电流源软开关AC/DC变换器实施例十示意图；

图17为本发明的单级电流源软开关AC/DC变换器实施例十一示意图。

具体实施方式

下面，结合附图以及具体实施方式，对本发明做进一步描述，需要说明的是，在不相冲突的前提下，以下描述的各实施例之间或各技术特征之间可以任意组合形成新的实施例。

一种单级混合型软开关AC/DC变换器，包括输入交流电源AC、输入端滤波电感Lf、输入端第一滤波电容Cf1、输入端第二滤波电容Cf2、工频整流桥、混合型电路和DC/DC半桥变换器；工频整流桥由输入整流二极管D1、D2、D3、D4组成，同时也复用为混合型电路的一部分，D1与D3串联，D2与D4串联，两个串联支路再并联，D1与D3之间的连接点为第一输入端，D2与D4之间的连接点为第二输入端，D1与D2之间的连接点为第一输出端，D3与D4之间的连接点为第二输出端。混合型电路包括高频整流电路、储能电感Ld、谐振电感Lr、第一谐振电容Cr1和直流母线电容Cb；内部集成DC/DC半桥变换器可使用已知的多种软开关谐振变换器，可选地采用串联谐振变换器(SRC)或LLC串并联谐振半桥变换器，包括原边第一功率开关管Q1及原边第一功率开关管Q1的体二极管DQ1、原边第二功率开关管Q2及原边第二功率开关管Q2的体二极管DQ2、输出整流电路、输出滤波电容Co、采样与反馈电路、隔离光耦、控制器和输出负载RL；原边第一功率开关管Q1和原边第二功率开关管Q2复用于PFC和DC/DC功率变换功能。输入交流电源、输入端滤波电感和输入端第一滤波电容依次形成串流回路，输入端第一滤波电容Cf1与工频整流桥的第一输入端和第二输入端连接，储能电感Ld接在输入端滤波电感Lf和工频整流桥的输入端之间，或接在高频整流电路和工频整流桥的输出端之间，输入端第二滤波电容Cf2接在工频整流桥的第一输出端和第二输出端之间，直流母线电容Cb接在高频整流电路和工频整流桥的输出端之间，原边第一功率开关管Q1的栅极、原边第二功率开关管Q2的栅极与控制器连接，原边第二功率开关管Q2的漏极与原边第一功率开关管Q1的源极连接，原边第一功率开关管Q1的漏极或原边第二功率开关管Q2的源极与高频整流电路连接，原边第二功率开关管Q2的源极或原边第一功率开关管Q1的漏极与工频整流桥的输出端连接，谐振电感Lr、原边第一功率开关管Q1的源极与输出整流电路连接，输出滤波电容Co和输出负载RL并联，并与输出整流电路连接，采样与反馈电路与输出滤波电容Co并联，采样与反馈电路经隔离光耦与控制器连接，第一谐振电容Cr1的一端与谐振电感Lr连接，另一端接在储能电感Ld和高频整流电路之间。

如图4所示，DC/DC半桥变换器还包括变压器T1，变压器T1的原边绕组的上端与谐振电感Lr连接，变压器T1的原边绕组的下端与原边第一功率开关管Q1的源极连接，变压器T1的副边第一绕组与输出整流电路连接。T1和Lr可以使用同一套磁芯，而构成磁集成形式。具体的，输出整流电路包括副边第一整流二极管D5、副边第二整流二极管D6，变压器T1的副边第一绕组上端与副边第一整流二极管D5的正极连接，变压器T1的副边第二绕组下端与副边第二整流二极管D6的正极连接，副边第二整流二极管D6的负极与副边第一整流二极管D5的负极连接，输出滤波电容Co和输出负载RL并联接在副边第一整流二极管D5的负极和变压器T1的副边第一绕组下端之间。

高频整流电路包括第一高频整流二极管D7，如图4所示，第一高频整流二极管D7一端与储能电感Ld连接。如图11所示，储能电感Ld由直流侧改变至交流侧。实际上，Ld接至交流侧并不改变其电流源特性，同时仍然具有EMI差模滤波功能，这个改变并不影响变换器正常工作，此时，第一高频整流二极管D7一端与工频整流桥的输出端连接。如图4所示，另一端与原边第一功率开关管Q1的漏极。如图15所示，即图4中第一个和第二个串联谐振支路接至输入整流正端而改接输入整流负端时，第一高频整流二极管D7另一端与原边第二功率开关管Q2的源极连接。

如图4所示，混合型电路还包括谐振开关电容Cd、第三谐振电容Cr3、高频耦合电容Cp，谐振开关电容Cd与第一高频整流二极管D7并联，第三谐振电容Cr3与谐振电感Lr连接，第三谐振电容Cr3与工频整流桥的第一输入端连接，高频耦合电容Cp一端与第一高频整流二极管D7连接，另一端与原边第一功率开关管Q1的源极连接。Cb两端直流电压视作恒定，也给DC/DC半桥谐振变换器提供能量输入。还包括输入端第四滤波电容Cf3，输入端第四滤波电容Cf3接在储能电感Ld与工频整流桥的第二输出端之间。D7也具有旁路二极管功能，交流输入出现瞬时高压或突波时，给直流母线电容旁路充电而吸收多余能量提高工作可靠性，同时在变换器启动时给直流母线电容预充电。半桥谐振变换器中点高频电压为Vm，经过Lr、Cr1和Cr3串联谐振电路形成高频谐振电流，同时Vm经过另一个支路通过Cp也构成另一个高频谐振电流，Cr1、Cr3和Cp也能隔断直流分量信号，储能电感Ld构成等效电流源。这个高频谐振电流扩大了等效电流源流过D1、D2、D3、D4的导通角，从而实现AC/DC变换器功率因数校正功能，并且无需常规技术中的PFC控制芯片及其控制电路。同时通过合理设计半桥谐振变换器，可实现全范围软开关工作。

交流输入电压为v

主要工作波形如图5所示，从上到下分别为：直流母线电压V

由此可见，功率开关管Q1、Q2复用于PFC和DC/DC功率变换功能，也就是既构成功率因数校正PFC电路、也构成DC/DC变换器。同时，DC/DC半桥变换器中，Lr、Cr1、Cr3、Cp及T1构成串联谐振电路，设计中使高频谐振电流ir始终滞后于中点高频电压Vm的相位，从而实现原边功率开关管Q1、Q2的零电压开通、副边整流二极管零电流关断，其优良的软开关特性可提高DC/DC转换效率。通过合理设计串联谐振电路参数，AC/DC变换器可实现全范围软开关工作。另外，图4中副边输出整流电路为全波整流，实际上副边也可采用全桥整流或其他形式的整流电路，形式不同的副边输出整流电路并不影响变换器正常工作。

如图6所示为采样与反馈电路和控制器。采样与反馈电路主要由运算放大器U1、及采样电阻、采样电容构成，主要把输出电压Vo、或输出电流Io进行衰减、调理与整形，需要实时采样Vo、或Io的变化情况。U2为误差放大器，结合外围电阻、电容构成PID调节器，主要把采样信号与参考电压Vref进行比较。误差信号通过原副边隔离光耦(未显示在图中)后进入压控振荡器(U3)，根据误差电压的变化情况，实时改变压控振荡器的输出频率，其输出信号经过由U4、U5构成的门极驱动电路，再加上合适的死区设置，从而分别驱动DC/DC变换器上下功率开关管Q1、Q2。另外，控制器既可使用副边调节方式(SSR)，也可使用原边调节方式(PSR)，SSR方式中原副边需使用隔离光耦。需要说明的是，所述的模拟控制器也可通过数字控制技术实现，通过嵌入式软件编程，可以采用DSP、MCU等数字信号处理芯片。

传统单级AC/DC变换器中Boost电感必须工作于电流断续工作模式，交流输入电压变化范围较宽时，直流母线电压V

如图8所示，即图4中去掉第三串联谐振支路Cr3，仍然存在第一串联谐振支路Cr1及高频耦合支路Cp，仅等效电容量有所减少。因此，图8的工作原理与图5、6、7基本相同，这里不再重复说明。

如图9所示，即图8中去掉滤波电容Cf3。实际上，Cf3两端电压为Cb与Cd两端电压之差，Cf3与Cd存在一定等效关系。因此，图9的工作原理与图8基本相同，这里不再重复说明。

如图10所示，即图9中去掉高频耦合电容Cp。高频谐振电流虽有部分变化，但串联谐振电流仍然存在，这样并不影响变换器正常工作。因此，图10其工作原理与图9基本相似，这里不再重复说明。

如图11所示，即图10中储能电感Ld由直流侧改变至交流侧。实际上，Ld接至交流侧并不改变其电流源特性，同时仍然具有EMI差模滤波功能，这个改变并不影响变换器正常工作。因此，图11其工作原理与图10基本相同，这里不再重复说明。

如图12所示，即图8中去掉谐振开关电容Cd。实际上，Cd两端电压为Cb与Cf3两端电压之差，Cd与Cf3存在一定等效关系。因此，图12的工作原理与图8基本相同，这里不再重复说明。

如图13所示，即图4中增加第二谐振电容Cr2及其第二高频整流二极管D8。为使电路正常工作，相应增加第三高频整流二极管、第四高频整流二极管D9、D10。Cr2、D8、D10所构成的第三串联谐振支路与Cr1、D7、D9所构成的第一串联谐振支路在电路结构上相当于并联关系，有助于降低Cr1、Cr2电流应力，进一步提高变换器电气性能。还增加了输入端第三滤波电容Cf4，输入端第三滤波电容接在高频整流桥的第二输入端和工频整流桥的第二输出端之间。与图4类似，D7或D8两端也可并联谐振开关电容，谐振开关电容既可与滤波电容Cf3同时存在也可二者选择其一。另外，也可去掉第二谐振支路Cr3，这样并不影响变换器正常工作。因此，图13其工作原理与图5、6、7基本相同，这里不再重复说明。

如图14所示，即图4中增加第二谐振电容Cr2及其第二高频整流二极管D8。为使电路正常工作，相应增加第三高频整流二极管、第四高频整流二极管D9、D10。实际上，图14是图13的电路简化形式，即图13中D7与D9、D8与D10为串联关系，可以调整Cr1、Cr2连接位置，两个串联谐振支路中可以各自省掉一个高频整流二极管。与图13类似，D7或D8两端也可并联谐振开关电容，谐振开关电容既可与滤波电容Cf3同时存在也可二者选择其一。另外，也可去掉第二谐振支路Cr3，这样并不影响变换器正常工作。因此，图14其工作原理与图13完全相同，这里不再重复说明。

如图15所示，即图4中第一个和第二个串联谐振支路接至输入整流正端而改接输入整流负端，改变接法并不影响变换器正常工作。因此，图15的工作原理与图5、6、7基本相同，这里不再重复说明。与图4的扩展电路形式类似，图15也可构成类似图8～图14的扩展电路形式，这里不再重复说明。

DC/DC半桥变换器既可以是隔离型，也可以为非隔离电路形式。如图16所示，即图4中去掉变压器T1而由隔离型AC/DC变换器改变为非隔离AC/DC变换器，并由副边第一整流二极管、副边第二整流二极管、副边第三整流二极管、副边第四整流二极管D5、D6、D8、D9构成输出全桥整流电路，D5和D8之间的连接点为第一输入端，D6和D9之间的连接点为第二输入端，D5和D6之间的连接点为第一输出端，D8和D9之间的连接点为第二输出端。谐振电感与输出整流桥的第二输入端连接，原边第一功率开关管Q1的源极与输出整流桥的第一输入端连接，输出滤波电容一端与输出整流桥的第一输出端连接，另一端与输出整流桥的第二输出端连接。非隔离电路形式并不影响变换器正常工作。因此，图16其工作原理与图5、6、7基本相同，这里不再重复说明。与图4的扩展电路形式类似，图16也可构成类似图8～15的扩展电路形式，这里不再重复说明。

如图17所示，这个非隔离AC/DC变换器为图16的电路变形，即去掉D6、D9，仅由D5、D8构成输出半波整流电路。D5的正极与D8的负极连接，原边第一功率开关管Q1的源极与D8的负极连接，谐振电感Lr与D8的正极连接，输出滤波电容Co一端与D5的负极连接，另一端与D8的正极连接。因此，图17的工作原理与图16基本相同，这里不再重复说明。与图4的扩展电路形式类似，图17也可构成类似图8～15的扩展电路形式，这里不再重复说明。

本发明提供一种单级电流源软开关AC/DC变换器，功率开关管复用于PFC和DC/DC功率变换功能，减少功率器件数量、降低物料成本；无需传统独立PFC电路，可以实现高功率因数、低输入电流谐波失真；节省传统PFC电路中功率开关器件及其驱动与控制电路，减少器件数量、降低体积；内部集成软开关DC/DC技术，降低功率器件开关损耗，提高转换效率；主变压器和谐振电感可以使用同一套磁芯，而构成磁集成形式，减少功率器件数量、降低物料成本；高频二极管复用为旁路二极管功能，提高输入瞬时高压或突波时的工作可靠性。

以上，仅为本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制；凡本行业的普通技术人员均可按说明书附图所示和以上而顺畅地实施本发明；但是,凡熟悉本专业的技术人员在不脱离本发明技术方案范围内，利用以上所揭示的技术内容而做出的些许更动、修饰与演变的等同变化，均为本发明的等效实施例；同时,凡依据本发明的实质技术对以上实施例所作的任何等同变化的更动、修饰与演变等，均仍属于本发明的技术方案的保护范围之内。