一种充放电控制方法及应用装置

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种充放电控制方法及应用装置。

背景技术

随着新能源汽车技术的不断发展，基于磁集成技术实现的车载充电机，因其能够将高压电池、低压电池和低压用电设备的供电功能集成在一起，能够大大提高器件集成率和功率密度，近年来已经作为电动汽车的重要组成部分。

参见图1，图1是现有技术中一种车载充电机充电电路的电路拓扑图，该充电电路包括母线侧变换电路、变压器、高压变换电路以及低压变换电路等主要工程部分，在充电模式下，交流电网的电能经母线侧变换电路和变压器分别输出至与高压变换电路相连的高压电池和与低压变换电路相连的低压电池；相应的，在放电模式下，高压变换电路连接的电动汽车内的高压电池的电能将由高压变换电路和变压器分别输出至母线侧变换电路和低压变换电路。

在实际应用中，电动汽车的高压电池和低压电池的电压变化范围较宽，一般情况下，高压电池的电压处于240V-450V之间，低压电池的电压处于9V-16V之间。为满足全电压范围内的正常使用，要求充电电路能够在高压变换电路输出最低电压时，低压变换电路能够输出最高电压，因此，图1所示拓扑在变压器高压副边绕组确定后，变压器的低压副边绕组的匝数会比较多。高压变换电路工作时会在高压副边绕组上产生与高压电池电平相同的方波电压，同时在低压侧副边绕组上感应出和绕组匝比成比例的方波电压，在这种情况下，如果高压变换电路要求输出最高电压，由于低压副边绕组匝数较多，会导致变压器的低压副边绕组的电压非常高，如果此时要求低压变换电路输出最低电压，意味着低压变换电路需要将一个非常高的电压降低为要求输出的最低电压，导致低压变换电路内的元器件承受较大的电压应力，需要选用高耐压水平的元器件，造成充电电路的成本升高。

发明内容

本发明提供一种充放电控制方法及应用装置，解决现有技术中低压侧半桥转换电路内元器件电压应力较高，导致的元器件选型要求高以及充电电路成本高的问题。

为实现上述目的，本申请提供的技术方案如下：

第一方面，本发明提供一种充放电控制方法，应用于充电电路，所述充电电路包括未设置谐振电感的母线侧全桥转换电路、低压侧半桥转换电路和变压器，其中，所述变压器的变比基于所述低压侧半桥转换电路的最低输出电压确定，所述方法包括：

获取充电控制指令，所述充电控制指令包括目标工作模式；

响应所述充电控制指令，按照相同时序关联控制母线侧全桥转换电路和低压侧半桥转换电路，以使所述母线侧全桥转换电路的桥臂中点电压与所述低压侧半桥转换电路的输入电压同相位；

根据所述目标工作模式控制所述充电电路工作。

可选的，所述母线侧全桥转换电路包括第一转换路径和第二转换路径；

所述按照相同时序关联控制母线侧全桥转换电路和低压侧半桥转换电路，包括：

按照第一控制脉冲关联控制所述第一转换路径和低压侧半桥转换电路的第一半桥开关；

按照第二控制脉冲关联控制所述第二转换路径和所述低压侧半桥转换电路的第二半桥开关；

所述第一控制脉冲和所述第二控制脉冲占空比相同、相位相反。

可选的，若所述目标工作模式包括充电模式，所述根据所述目标工作模式控制所述充电电路工作，包括：

控制所述充电电路完成对输入电能的转换；

若所述目标工作模式包括放电模式，所述根据所述目标工作模式控制所述充电电路工作，包括：

控制所述充电电路完成对与所述充电电路相连的高压电池输出电能的转换。

可选的，所述低压侧半桥转换电路的输出端连接降压电路；

所述控制所述充电电路完成对输入电能的转换，包括：

按照第三控制脉冲控制所述降压电路工作，以使所述降压电路与所述低压侧半桥转换电路同时关断，其中，所述第三控制脉冲基于所述第一控制脉冲或所述第二控制脉冲设置。

可选的，所述充电电路还包括高压侧全桥转换电路；

所述控制所述充电电路完成对输入电能的转换，包括：

基于所述母线侧全桥转换电路的控制时序确定第一移相控制时序；

按照所述第一移相控制时序对所述高压侧全桥转换电路进行控制。

可选的，所述充电电路还包括高压侧全桥转换电路，且所述高压侧全桥转换电路的桥臂中点之间串联有励磁电感和可控开关；

所述控制所述充电电路完成对输入电能的转换，包括：

控制所述可控开关闭合、所述高压侧全桥转换电路的变换开关关断；

控制所述母线侧全桥转换电路处于调频工作模式，以利用所述高压侧全桥转换电路中变换开关的体二极管实现不控整流。

可选的，所述控制所述充电电路完成对与所述充电电路相连的高压电池输出电能的转换，包括：

基于所述高压侧全桥转换电路的控制时序确定第二移相控制时序；

按照所述第二移相控制时序对所述母线侧全桥转换电路进行控制。

可选的，所述低压侧半桥转换电路的输出端连接降压电路；

所述控制所述充电电路完成对与所述充电电路相连的高压电池输出电能的转换，包括：

根据所述降压电路的功率输出需求控制所述降压电路占空比开启或关闭。

第二方面，本发明提供一种充电电路，包括：母线侧全桥转换电路、高压侧全桥转换电路、低压侧半桥转换电路、变压器、谐振电感、谐振电容和控制器，其中，

所述母线侧全桥转换电路的连接端与换流母线相连，所述母线侧全桥转换电路的桥臂中点与所述变压器的原边绕组相连；

所述变压器的高压副边绕组经所述谐振电感和所述谐振电容与所述高压侧全桥转换电路的桥臂中点相连；

所述高压侧全桥转换电路的连接端连接高压用电设备以及高压电池；

所述变压器的低压副边绕组与所述低压侧半桥转换电路的输入端相连，且所述变压器的变比基于所述低压侧半桥转换电路的最低输出电压确定；

所述控制器分别与所述母线侧全桥转换电路、所述高压侧全桥转换电路和所述低压侧半桥转换电路的控制端相连，所述控制器用于执行本发明第一方面任一项所述的充放电控制方法。

可选的，本发明第二方面提供的充电电路，还包括：励磁电感和可控开关，其中，

所述励磁电感的一端与所述高压侧全桥转换电路的一个桥臂中点相连；

所述励磁电感的另一端与所述可控开关的一端相连；

所述可控开关的另一端与所述高压侧全桥转换电路的另一个桥臂中点相连；

所述可控开关的控制端与所述控制器相连。

可选的，本发明第二方面提供的充电电路，还包括隔直电容，其中，

所述隔直电容串联于所述母线侧全桥转换电路的桥臂中点与所述变压器的原边绕组的一端之间。

可选的，所述低压侧半桥转换电路包括第一开关管和第二开关管，其中，

所述第一开关管的漏极与所述变压器的低压副边绕组的首端相连；

所述第一开关管的源极与所述第二开关管的源极相连；

所述第二开关管的漏极与所述变压器的低压副边绕组的尾端相连；

所述第一开关管和所述第二开关管的栅极作为所述低压侧半桥转换电路的控制端。

可选的，本发明第二方面提供的充电电路，还包括：降压电路，其中，

所述降压电路的正输入端与所述变压器的低压副边绕组的中间抽头相连；

所述降压电路的负输入端与所述第一开关管的源极和所述第二开关管的源极的连接点相连。

可选的，所述可控开关包括继电器、接触器以及机械开关中的一种。

第三方面，本发明提供一种车载充电机，包括：PFC整流电路、换流母线和本发明第二方面任一项所述的充电电路，其中，

所述PFC整流电路的一端与交流电源相连，所述PFC整流电路的另一端经所述换流母线与所述充电电路相连。

可选的，所述PFC整流电流的控制端与所述充电电路中的控制器相连；

所述控制器还用于控制所述PFC整流电路工作。

可选的，所述PFC整流电路可向所述交流电源一侧输出交流电。

本发明提供的充放电控制方法，在获取充电控制指令之后，按照相同时序关联控制母线侧全桥转换电路和低压侧半桥转换电路，使得母线侧全桥转换电路的桥臂中点电压与低压侧半桥转换电路的输入电压相位相同，之后根据充电控制指令中包括的目标工作模式，控制充电电路工作。

本发明提供的充放电控制方法，对母线侧全桥转换电路和低压侧半桥转换电路按照相同时序关联控制且母线侧全桥转换电路中未设置谐振电感，可以使得母线侧全桥转换电路的桥臂中点电压与低压侧半桥转换电路的输入电压同相位，能够利用母线侧全桥转换电路桥臂中点电压非常稳定的特点，保证低压侧半桥转换电路的输入电压稳定，同时，充电电路中变压器的变比基于是低压侧半桥转换电路的最低输出电压确定的，能够保证在低压侧半桥转换电路输出最低输出电压时，低压侧半桥转换电路的输入电压略大于该最低输出电压，从而在满足输出电压变化范围的前提下，降低低压侧半桥转换电路内元器件的电压应力，降低对相应元器件的选型要求，进而降低充电电路的成本。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术内的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述内的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是现有技术中一种车载充电机充电电路的电路拓扑图；

图2是本发明实施例提供的一种充电电路的结构框图；

图3是本发明实施例提供的一种充放电控制方法的流程图；

图4是本发明实施例提供的另一种充电电路的电路拓扑图；

图5是本发明实施例提供的充放电控制方法中一种控制脉冲波形图；

图6是本发明实施例提供的充放电控制方法中另一种控制脉冲波形图；

图7是本发明实施例提供的再一种充电电路的电路拓扑图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

本发明实施例提供的充放电控制方法，应用于充电电路，参见图2，图2是应用本发明提供的充放电控制方法的充电电路的结构框图，本实施例提供的充电电路可以包括：母线侧全桥转换电路10、高压侧全桥转换电路20、低压侧半桥转换电路30、变压器40、谐振电感Lr、谐振电容Cr和控制器(图中未示出)，其中，

如图2所示，母线侧全桥转换电路10的连接端与换流母线相连，母线侧全桥转换电路10的桥臂中点与变压器40的原边绕组相连，图2中以n1示出变压器40原边绕组的匝数。

变压器40中，高压副边绕组经谐振电感Lr和谐振电容Cr与高压侧全桥转换电路20的桥臂中点相连，可选的，参见图2，变压器40的高压副边绕组的一端经谐振电容Cr与高压侧全桥转换电路20的一个桥臂中点相连，变压器40的高压副边绕组的另一端经谐振电感Lr与高压侧全桥转换电路20的另一个桥臂中点相连，图2中以n2示出变压器40高压副边绕组的匝数。高压侧全桥转换电路20的连接端连接高压用电设备(图中未示出)高压电池(图中未示出)，在充电电路应用于电动汽车时，该高压用电设备可以是电动汽车的动力电池。

变压器40的低压副边绕组与低压侧半桥转换电路30的输入端相连。对于变压器40的低压副边绕组，绕组设置有中间抽头，即在绕组的一半匝数处引出接线连接点，结合图2所示，低压副边绕组的总匝数是2n3，低压副边绕组的首端E与中间抽头F之间的匝数即为n3，相应的，中间抽头F与低压副边绕组的尾端G之间的匝数同样为n3。在实际应用中，低压副边绕组的中间抽头需要与降压电路相连，具体连接关系将在后续实施例中予以介绍，此处暂不详述。

进一步的，变压器40的变比是基于低压侧半桥转换电路30的最低输出电压确定的。如前所述，充电电路在实际应用中要求低压输出具有较大的变化范围，在实际应用中，低压侧半桥转换电路30的后级电路是降压电路，低压侧半桥转换电路30的输出电压作为降压电路的输入电压，经过降压电路降压后供给后级设备，比如蓄电池或车载电压设备使用。为了降低降压电路以及低压侧半桥转换电路30内元器件的电压应力，可以基于降压电路的最低输出确定低压侧半桥转换电路30的最低输出电压，并以此电压作为变压器40副边低压绕组的输出电压参考，根据变压器的基本原理可知，在输入电压和输出电压一定的情况下，变压器的变比即可确定，具体到本方案中，换流母线的电压VBUS是确定的，低压侧半桥转换电路30的电压也可以确定，基于此，即可确定变压器的变比。

控制器分别与母线侧全桥转换电路10、高压侧全桥转换电路20和低压侧半桥转换电路30的控制端相连，可以实现对三者工作状态的控制。在实际应用中，本发明各个实施例提供的充放电控制方法，即可应用于充电电路的控制器之中。

基于上述内容，参见图3，图3是本发明实施例提供的一种充放电控制方法的流程图，该流程可以包括：

S100、获取充电控制指令。

在实际应用中，充电电路控制器的充电控制指令大都来自于与充电电路具有控制关系的上级控制单元，由于充电电路有两种工作模式，即充电模式和放电模式，因此，充电控制指令中还可以指示充电电路的目标工作模式，当然，目标工作模式可以是充电模式和放电模式中的任意一种。

在图2所示充电电路应用于电动汽车的情况下，充电控制指令可以来源与整车控制器或者车辆的电源控制系统，当然，也可以来源于电动汽车中其他可对车载充电机的工作过程进行控制的控制单元，本发明对于充电控制指令的具体来源不做限定。

S110、响应充电控制指令，按照相同时序关联控制母线侧全桥转换电路和低压侧半桥转换电路。

基于现有技术中全桥变换电路的基本结构可知，全桥变换电路包括两条转换路径，可以称为第一转换路径和第二转换路径，这两条转换路径均可以分为正半桥电路和负半桥电路，同一转换路径中正半桥电路与负半桥电路的连接点即为桥臂中点，变压器的原边绕组的首端与其中一个桥臂中点相连，原边绕组的末端与其中另一个桥臂中点相连，并且，在全桥变换电路连接变压器工作时，通过第一转换路径与第二转换路径的配合，实现母线侧全桥转换电路与变压器原边绕组之间的能量传输。

基于此，在按照相同时序关联控制母线侧全桥转换电路和低压侧半桥转换电路时，具体需要基于两种控制脉冲实现。即按照第一控制脉冲关联控制第一转换路径和低压侧半桥转换电路的第一半桥开关，按照第二控制脉冲关联控制第二转换路径和低压侧半桥转换电路的第二半桥开关，并且，为了确保母线侧全桥转换电路的正常工作，第一控制脉冲和第二控制脉冲占空比相同、相位相反。在后续内容中，将结合具体的电路图和控制脉冲波形图对此步骤中进行详细介绍。

需要说明的是，所谓关联控制，即指母线侧全桥转换电路和低压侧半桥转换电路只用完全相同的控制脉冲，母线侧全桥转换电路和低压侧半桥转换电路中相关的开关管同时断开或者同时闭合。

基于上述内容，由于本发明提供的充电电路中谐振电感设置于高压副边绕组一侧，并未采用现有技术中的电路结构，将谐振电感设置于变压器的原边绕组一侧，因此，母线侧变换电路经过变压器传递至低压侧半桥转换电路的电压波形，不会受到谐振电感的影响，加之母线侧全桥转换电路和低压侧半桥转换电路的动作时序完全相同，因此，可以使得母线侧全桥转换电路的桥臂中点电压与低压侧半桥转换电路的输入电压同相位。

并且，充电电路中变压器的变比是基于低压侧半桥转换电路的最低输出电压确定的，变压器低压副边绕组的输出电压与现有技术相比可以得到有效的降低，进而可以降低低压侧半桥转换电路以及后续其他电路中元器件的电压应力。

S120、根据目标工作模式控制充电电路工作。

首先需要说明的是，在实际应用中，S110和S120往往是同步执行的，本实施例中之所以分为两步进行介绍，主要是为了更为清晰的阐述本发明解决问题的关键所在，但并不是对于S110和S120具体执行过程的限定。

可选的，如前所述，充电电路大都包括两种工作模式，即充电模式和放电模式，因此，如果目标工作模式为充电模式，则本步骤具体控制充电电路完成对输入电能的转换，将输入电能转换后分别经高压侧全桥转换电路和低压侧半桥转换电路输出，其中，输入电能可能来自于公共电网，也有可能来自于其他电源；相应的，如果目标工作模式为放电模式，则本步骤具体控制充电电路完成对与充电电路相连的高压电池输出电能的转换，即根据需要将高压电池的电能输送至换流母线侧和与低压侧半桥转换电路相连的后级电路中。

综上所述，本发明提供的充放电控制方法，对母线侧全桥转换电路和低压侧半桥转换电路按照相同时序关联控制且母线侧全桥转换电路中未设置谐振电感，可以使得母线侧全桥转换电路的桥臂中点电压与低压侧半桥转换电路的输入电压同相位，能够利用母线侧全桥转换电路桥臂中点电压非常稳定的特点，保证低压侧半桥转换电路的输入电压稳定，同时，充电电路中变压器的变比基于是低压侧半桥转换电路的最低输出电压确定的，能够保证在低压侧半桥转换电路输出最低输出电压时，低压侧半桥转换电路的输入电压略大于该最低输出电压，从而在满足输出电压变化范围的前提下，降低低压侧半桥转换电路内元器件的电压应力，降低对相应元器件的选型要求，进而降低充电电路的成本。

下面结合具体的充电电路拓扑图，对本发明实施例提供的充放电控制方法进行介绍，在此过程中，每一幅充电电路的拓扑图对应的充电电路，均是本发明提供的充电电路的可选构成方式。

可选的，参见图4，图4是本发明实施例提供的一种充电电路的电路拓扑图，在本实施例中，具体示出了母线侧全桥转换电路10、高压侧全桥转换电路20、低压侧半桥转换电路30的可选构成。

具体的，母线侧全桥转换电路10包括开关管Q1-Q4，母线电容C1。其中，开关管Q1和开关管Q2串联连接，形成串联支路；相应的开关管Q3和开关管Q4串联连接，形成另外一条串联支路，所得两条串联支路以及母线电容C1并联连接。并且，母线电容C1与两条串联支路的并联连接点，作为母线侧全桥转换电路10的连接端，与换流母线相连。开关管Q1和开关管Q2的串联连接点，以及，开关管Q3和开关管Q4的串联连接点分别作为母线侧全桥转换电路的桥臂中点，与变压器40的原边绕组相连，图4中以A、B两点示出母线侧全桥转换电路10的桥臂中点。

需要强调说明的是，在母线侧全桥转换电路10与变压器40配合工作时，可以划分为两条转换路径，即开关Q1、变压器原边绕组、开关管Q4所构成的转换路径，以及开关管Q2、变压器原边绕组、开关管Q3所形成的转换路径。前述内容中述及的第一转换路径和第二转换路径即指代此处构成。

进一步的，高压侧全桥转换电路20包括开关管Q5-Q8，以及母线电容C2。由于高压侧全桥转换电路20的电路拓扑结构与母线侧全桥转换电路10的拓扑结构相同，因此，对于高压侧全桥转换电路20中各个构成部分的具体连接关系此处不再展开，具体可参见母线侧全桥转换电路中相应的内容，以及现有技术实现。图4中以C、D两点示出高压侧全桥转换电路20的桥臂中点。开关管Q5、开关管Q7以及母线电容C2的连接点作为高压侧全桥转换电路20的一个连接端，开关管Q6、开关管Q8以及母线电容C2的连接点作为高压侧全桥转换电路20的另一个连接端。

变压器40的高压副边绕组的首端经谐振电容Cr与高压侧全桥转换电路20的一个桥臂中点C相连，高压副边绕组的尾端经谐振电感Lr与高压侧全桥转换电路20的另一个桥臂中点D相连。

低压侧半桥转电路包括第一开关管Q9和第二开关管Q10。第一开关管Q9的漏极与变压器40的低压副边绕组的首端(图4中以E示出)相连，第一开关管Q9的源极与第二开关管Q10的源极相连；第二开关管Q10的漏极与变压器40的低压副边绕组的尾端(图4中以G示出)相连，第一开关管Q9和第二开关管Q10的栅极作为低压侧半桥转换电路30的控制端。

可选的，在图4所示充电电路中，还包括降压电路50，降压电路包括开关管Q11、开关管Q12、电感L和母线电容C3，根据图4示出的电路拓扑结构可以看出，图4所示的降压电路为BUCK，对于降压电路的具体连接关系此处不再赘述，具体可以参见图4所示内容。

变压器40的低压副边绕组除去首尾端以外，还设置有中间抽头，即在变压器40低压副边绕组一半匝数的位置处引出的抽头，图中以F点示出。变压器40低压副边绕组的总匝数为2n3，则EF之间的匝数为n3，FG之间的匝数也为n3。降压电路50的正输入端，开关管Q11的漏极与副边低压绕组的中间抽头相连，降压电路50的负输入端，即开关管Q12的源极，与低压侧半桥转换电路30中第一开关管Q9和第二开关管Q10的源极连接点相连。此种情况下，变压器40的匝数比可以表示为n1：n2：n3：n3。

下面基于图4所示的充电电路的电路拓扑图，首先对本发明提供的充放电控制方法中，按照相同时序关联控制母线侧全桥转换电路和低压侧半桥转换电路的过程进行介绍。

基于前述内容中述及的第一转换路径和第二转换路径，参照图5所示的控制脉冲波形图，母线侧全桥转换电路10内的开关管Q1、开关管Q4和低压侧半桥转换电路中的Q10采用同一控制脉冲，母线侧全桥转换电路10内的开关管Q2、开关管Q3和低压侧半桥转换电路中的Q9采用同一控制脉冲。

具体的，基于图5所示的波形图，开关管Q1与开关管Q2互补、开关管Q3与开关管Q4互补，且占空比都为50％，开关管Q1与开关管Q4时序相同，开关管Q2与开关管Q3时序相同，即开关管Q1、Q4和Q10对应第一控制脉冲，开关管Q2、Q3和Q9对应第二控制脉冲。低压侧半桥转换电路中第一开关管Q9与Q2时序相同，第二开关管Q10与Q1时序相同，而降压电路则按照第三控制脉冲工作，重要的是，第三控制脉冲是基于第一控制脉冲或第二控制脉冲设置的，能够使得降压电路与低压侧半桥转换电路同时关断。如图5所示，开关管Q11对应的控制脉冲即为第三控制脉冲，开关管Q11在第一开关管Q9以及第二开关管Q10各自导通期间完成一次通断，更为重要的是，在降压电路工作工作过程中，要求开关管Q11在第一开关管Q9和第二开关管Q10导通时间内的任何导通均可，且开关管Q11与第一开关管Q9和第二开关管Q10必须同时关断。在实际应用中，高压侧全桥转换电路的控制过程与具体采用的控制方案相关，此处暂不详述。

在图5所示波形图的控制下，母线侧全桥转换电路的桥臂中点AB输出电压V

需要说明的是，在后续对充电电路的控制过程介绍时，都是以上述关联控制为前提展开的，在后续内容中，不再关联控制过程的实现做重复的介绍。

基于图4所示的充电电路，在控制充电电路完成对输入电能的转换时，由于母线侧全桥转换电路与低压侧半桥转换电路关联控制，因此，在高压侧转换电路需要采用移相控制模式，首先基于母线侧全桥转换电路的控制时序确定第一移相控制时序，并按照第一移相控制时序对高压侧全桥转换电路进行控制。

可选的，按照图6所示的脉冲示意图，高压侧全桥转换电路中的开关管Q5-Q8的开关频率与母线侧全桥转换电路中的开关管Q1-Q4相同，且开关管Q5与开关管Q6互补、开关管Q7与开关管Q8互补，占空比都为50％，开关管Q5与开关管Q8时序相同，开关管Q6与开关管Q7时序相同，通过控制开关管Q1与开关管Q5导通时刻不同，即母线侧全桥转换电路与高压侧全桥转换电路设置移相角a，进而实现输出功率调节。

低压侧的输出功率可直接通过调节低压侧半桥转换连接的降压电路内开关管Q11的导通时间即可实现闭环控制，其中，开关管Q12作为电感L续流控制开关使用，可采用同步整流方案在续流时控制开关管Q12导通提高效率，亦可控制开关管Q12断开，利用其体二极管或者直接采用二极管器件进行导通续流。

可选的，在高压侧全桥转换电路中的开关管包括体二极管的情况下，通过调节Q1-Q4开关频率，即使母线侧全桥转换电路处于调频工作模式，同时，控制Q5-Q8保持关断状态，利用并联二极管不控整流。此时由于Lm2并联在高压全桥两桥臂中间，为典型L型LLC电路，通过调节频率可实现高压侧宽范围输出控制。

进一步的，在基于图4所示的充电电路，在控制充电电路完成对与充电电路相连的高压电池输出电能的转换，即充电电路处于放电模式时，同样由于母线侧全桥转换电路与低压侧半桥转换电路之间采用关联控制，因此，放电模式下同样需要采用移相控制，即首先需要基于高压侧全桥转换电路的控制时序确定第二移相控制时序，然后按照第二移相控制时序对母线侧全桥转换电路进行控制，此种情况下不再结合具体的脉冲波形进行说明，大致控制过程如下：

通过控制母线侧全桥转换电路与高压侧全桥转换电路之间的移相角a实现母线侧电压稳定，此时保证开关管Q1-Q4与开关管Q9-Q10驱动关联不变，变压器低压副边绕组输出电压与母线侧电压关系保持不变，通过调节开关管Q11的导通时间即可控制低压侧输出功率。Q12控制策略和充电模式下相同，此处不再复述。

充电电路低压侧不需要功率输出时，断开开关管Q11即可实现，相应的，母线侧不需要功率输出时，控制换流母线的前级PFC电路不工作即可实现。

需要注意的是，无论是充电模式还是放电模式，调节频率时，其最大频率不能太高，调节频率有益于开关管软开关实现，降低环流从而降低损耗提高效率，但频率增加，关断损耗随之增加，且Q11开关频率为Q1-Q10开关管两倍，其损耗更高，因此需要进行折中考虑。

可选的，参见图7，图7为本发明实施例提供的再一种充电电路的电路拓扑图，在图4所示实施例的基础上，该充电电路还包括：励磁电感Lm1、可控开关S和隔直电容Cb，其中，

励磁电感Lm1的一端与高压侧全桥转换电路20的一个桥臂中点相连，励磁电感Lm1的另一端与可控开关S的一端相连，可控开关S的另一端与高压侧全桥转换电路的另一个桥臂中点相连，并且，可控开关S的控制端与充电电路的控制器相连。可选的，可控开关S包括继电器、接触器以及机械开关中的一种。

隔直电容Cb串联于母线侧全桥转换电路10的桥臂中点与变压器40的原边绕组的一端之间。

下面仅针对图7所示充电电路与图4所示充电电路，在具体控制过程中的差异进行介绍，二者之间相同或类似的控制过程不再详细介绍。

对于隔直电容Cb而言，在母线侧全桥转换电路和低压侧半桥转换电路关联控制过程中，隔直电容Cb两端的电压很小且基本保持不变，在实现其既定功能的同时，不会对关联控制过程，特别是低压侧半桥转换电路的输入电压带来影响。

对于串联连接的励磁电感Lm1和可控开关S，在充电电路处于充电模式下，控制可控开关S闭合、高压侧全桥转换电路的变换开关，即开关管Q5-Q8关断，通过调节母线侧全桥转换电路内开关管Q1-Q4的开关频率，即控制母线侧全桥转换电路处于调频工作模式，即可利用高压侧全桥转换电路中各变换开关内的体二极管实现不控整流。由于励磁电感Lm1并联于高压侧全桥转换电路的桥臂中点之间，构成典型的L型LLC电路，通过调节控制脉冲的频率，即可实现高压侧全桥转换电路电压输出范围的控制，还可增加双向宽范围的输出增益。

在充电电路处于放电模式下，励磁电感Lm1对于电路的整体特性没有影响，控制可控开关S断开即可。

需要说明的是，针对上述任一实施例提供的充电电路，电路内的开关管Q1-Q8可以是MOS管也可以是IGBT，开关管Q9-Q10选用MOS管，Q12可以MOS管或二极管。并且，对于各构成部分的封装方式也没有限制，可以采用单管封装，也可以根据电路功能封装为一个电路模块等。

可选的，本发明还提供一种车载充电机，包括：PFC整流电路、换流母线和上述任一实施例提供的充电电路，其中，

PFC整流电路的一端与交流电源相连，PFC整流电路的另一端经换流母线与充电电路相连。

可选的，PFC整流电流的控制端与充电电路中的控制器相连；

控制器还用于控制PFC整流电路工作。

可选的，PFC整流电路可反向工作，向交流电源的一侧输出交流电。

本发明中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。