高可靠性电流频率转换电路

技术领域

本发明涉及一种转换电路，尤其是一种高可靠性电流频率转换电路。

背景技术

采用电流信号输出是传感器等常用的信号输出方法，对输出的电流信号处理通常采用电流-电压转换或电流-频率转换。电流-电压转换，具体指通过引入电阻实现电流到电压的转换，转换后输出信号为电压信号。

电流-频率转换，具体指通过引入积分电容，通过电流对积分电容的周期性充放电实现电流到频率的转换，转换后的频率信号为幅值与电源电压相同的方波信号，可由处理器的计数器或定时器直接处理。

公开号为CN106289333A的文件公开了一种电流频率转换电路，包括电容充放电控制模块，电容充放电控制模块包括接入控制单元以及放电控制单元；工作时，通过第一控制信号、第二控制信号能实现充放电过程的控制。对控制第一切换电容，接入控制单元包括第一开关子单元以及第二开关子单元，放电控制单元包括第三开关子单元以及第四开关子单元。因此，文件中对于一切换电容，至少存在两个开关与之配合，本技术领域人员可知，由于开关的非理想因素会使得整个转换电路存在非线性输出的情况。

由公开文件可知，第一切换电容、第二切换电容与积分电容之间采用相互并联的连接方式，考虑到第一控制信号和第二控制信号不可能为完全理想的反相逻辑信号。因此，在工作时会存在如下的问题：1)、若切换时存在第一切换电容和第二切换电容同时接入的时段，则新接入的空电容会分配掉应被移除电容上的电荷，导致实际移除的电荷量会偏少；2)、若切换时存在第一切换电容和第二切换电容同时未接入的时段，则该电路必需有一个恒定接入的积分电容C0来存储该时段应被积分的电荷，否则运放会进入开环工作状态产生异常，且丢失该时段应被积分的电荷。

综上，公开号为CN106289333A所公开的电流频率转换电路，在进行电流-频率转换时，存在结构复杂，工作稳定性差，无法有效保证电流-频率转换的线性度。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种高可靠性电流频率转换电路，其结构紧凑，消除电容切换过程中的电荷损失，保证电流频率转换的线性度。

按照本发明提供的技术方案，所述高可靠性电流频率转换电路，包括与待转换电流源CS适配的运算放大器AMP，电流源CS的输出端与运算放大器AMP的第一端连接；

还包括与运算放大器AMP的第一端以及所述运算放大器AMP输出端适配连接的电荷积累与释放模块、与运算放大器AMP的输出端连接的积分状态判断模块以及与所述积分状态判断模块输出端适配连接的状态切换控制模块，通过状态切换控制模块能输出转换频率信号Fout，并能向电荷积累与释放模块加载充放电控制信号；

所述电荷积累与释放模块内至少包括一条充放电支路，在任一充放电支路内至少包括两个串接的充放电单元，每个充放电单元内包括单元充放电容以及与所述单元充放电容并联的充放电控制开关，充放电控制开关根据所接收的充放电控制信号能处于断开状态或闭合状态，且根据充放电支路内充放电控制开关的开关状态，利用所述充放电支路能形成所需的积分电容支路，所述积分电容支路内包括部分单元充放电容或全部单元充放电容；电荷积累与释放模块内所有的积分电容支路与运算放大器AMP适配连接后能形成所需的电流积分电路；

在电流源CS频率转换的一个转换周期内，积分状态判断模块根据电流积分电路输出的积分电压能向状态切换控制模块输出状态切换控制信号，状态切换控制模块根据状态切换控制信号调整充放电控制信号的状态，并能控制转换频率信号Fout的输出状态，以根据输出的转换频率信号Fout能得到与电流源CS的电流相对应的频率值。

状态切换控制模块输出的充放电控制信号包括控制信号Φ1以及控制信号Φ2，其中，状态切换控制模块输出的控制信号Φ1以及控制信号Φ2会同时加载到每个充放电支路内，且充放电单元内一充放电控制开关的开关状态仅受控制信号Φ1或仅受控制信号Φ2控制；

电荷积累与释放模块内存在一条充放电支路时，受控制信号Φ1控制的充放电控制开关闭合且与控制信号Φ2对应的充放电控制开关断开时，通过所述充放电支路能得到单支路第一等效电容；受控制信号Φ2控制的充放电控制开关闭合且与控制信号Φ1对应的充放电控制开关断开时，通过所述充放电支路能得到单支路第二等效电容，所述单支路第二等效电容的容值与单支路第一等效电容的容值相等。

在电荷积累与释放模块内包括多条充放电支路时，所有的充放电支路间相互并联，切换控制模块输出的充放电控制信号包括控制信号Φ1以及控制信号Φ2，其中，状态切换控制模块输出的控制信号Φ1以及控制信号Φ2会同时加载到每个充放电支路内，且充放电单元内一充放电控制开关的开关状态仅受控制信号Φ1或仅受控制信号Φ2控制；

受控制信号Φ1控制的充放电控制开关闭合且与控制信号Φ2对应的充放电控制开关断开时，根据电荷积累与释放模块内所有的充放电支路能得到多支路第一等效电容；受控制信号Φ2控制的充放电控制开关闭合且与控制信号Φ1对应的充放电控制开关断开时，根据电荷积累与释放模块内所有的充放电支路能得到多支路第二等效电容，所述多支路第二等效电容的容值与多支路第一等效电容的容值相等。

所述积分状态判断模块能将运算放大器AMP输出的积分电压VA1分别与比较基准电压VT1、比较基准电压VT2比较，积分状态判断模块输出的状态切换控制信号包括状态切换控制信号V1以及状态切换控制信号V2；

根据积分电压VA1与比较基准电压VT1、比较基准电压VT2的比较结果，所述状态切换控制模块能调节状态切换控制信号V1、状态切换控制信号V2相对应的电平状态。

所述积分状态判断模块包括电压比较器COMP1以及电压比较器COMP2，运算放大器AMP的输出端与电压比较器COMP1的一输入端以及电压比较器COMP2的一输入端连接，电压比较器COMP1的另一输入端接收比较基准电压VT1，电压比较器COMP2的另一输入端接收比较基准电压VT2，比较基准电压VT2大于比较基准电压VT1，通过电压比较器COMP1的输出端能输出状态切换控制信号V1，通过电压比较器COMP2的输出端能输出状态切换控制信号V2。

所述状态切换控制模块包括D触发器DFF、锁存器LATCH1以及锁存器LARCH2，D触发器DFF的时钟端与状态切换控制信号V1连接，且所述状态切换控制信号V1还通过下降沿调制模块与锁存器LATCH1的

D触发器DFF的D端与所述D触发器DFF的

锁存器LATCH1的输出端输出控制信号Φ1，锁存器LATCH2的输出端输出控制信号Φ2。

所述下降沿调制模块包括反相器INV以及或门OR3，反相器INV的输入端以及或门OR3的一输入端均接收状态切换控制信号V1，反相器INV的输出端与电容C100的一端以及或门OR3的另一输入端连接，电容C100的另一端接地，或门OR3的输出端与锁存器LATCH1的

在电流源CS频率转换的一个转换周期内，依次包括第一过渡状态、第一单独积分状态、第二过渡状态以及第二单独积分状态。

初始转换时，还包括在第一过渡状态之前的初始状态；

在初始状态下，控制信号Φ1处于第一电平状态，控制信号Φ2处于第二电平状态，受控制信号Φ2控制的充放电控制开关处于闭合状态，积分电容支路内仅包括与控制信号Φ1对应的单元充放电容，运算放大器AMP输出的积分电压VA1达到比较基准电压VT1时，积分状态判断模块翻转输出状态切换控制信号V1的状态，且状态切换控制模块根据状态切换控制信号V1翻转所输出转换频率信号Fout的电平状态，并使得控制信号Φ2处于第一电平状态

在第一过渡状态下，受控制信号Φ1、控制信号Φ2控制的充放电控制开关均处于断开状态，充放电支路内的单元充放电容相互串接后形成积分电容支路；运算放大器AMP输出的积分电压达到比较基准电压VT2时，积分状态判断模块翻转输出状态切换控制信号V2的状态，状态切换控制模块根据状态切换控制信号V2的状态使得控制信号Φ1处于第二电平状态；

在第一单独积分状态下，受控制信号Φ1控制的充放电控制开关处于闭合状态，积分电路支路内仅包括与控制信号Φ2对应的单元充放电容，与控制信号Φ1对应单元充放电容释放所积累的电荷，运算放大器AMP输出的积分电压VA1下降至(VT2-VT1)/2，积分状态判断模块翻转状态切换控制信号V1的状态，当运算放大器AMP输出的积分电压VA1达到比较基准电压VT1时，积分状态判断模块再次翻转输出状态切换控制信号V1的状态，状态切换控制模块根据状态切换控制信号V1翻转所输出转换频率信号Fout的电平状态；

在第二过渡状态下，受控制信号Φ1、控制信号Φ2控制的充放电控制开关均处于断开状态，充放电支路内的单元充放电容相互串接后形成积分电容支路；运算放大器AMP输出的积分电压达到比较基准电压VT2时，积分状态判断模块翻转输出状态切换控制信号V2的状态，状态切换控制模块根据状态切换控制信号V2的状态使得控制信号Φ2处于第二电平状态；

在第二单独积分状态下，受控制信号Φ2控制的充放电控制开关处于闭合状态，积分电路支路内仅包括与控制信号Φ1对应的单元充放电容，与控制信号Φ2对应单元充放电容释放所积累的电荷，运算放大器AMP输出的积分电压VA1下降至(VT2-VT1)/2，积分状态判断模块翻转状态切换控制信号V1的状态，当运算放大器AMP输出的积分电压VA1达到比较基准电压VT1时，积分状态判断模块再次翻转状态切换控制信号V1的状态，状态切换控制模块根据状态切换控制信号V1翻转所输出转换频率信号Fout的电平状态。

本发明的优点：电荷积累与释放模块与运算放大器AMP适配连接，电荷积累与释放模块内至少包括一条充放电支路，在充放电支路内至少包括两个充放电单元，充放电支路内的充放电单元相串接，充放电单元内包括单元充放电容以及并联的充放电控制开关，单元充放电电容与所述单元充放电容并联的充放电控制开关间呈一一对应，能减少在充放电过程中的开关数量，降低开关非理想因素对线性度的影响；积分状态判断模块将电流积分电路的积分电压分别与比较基准电压VT1、比较基准电压VT2比较，从而在电流-频率转换过程中，通过过渡状态能确保状态平稳切换，消除电容切换过程中的电荷损失，保证电流-频率转换过程中的线性度，安全可靠。

附图说明

图1为本发明的示意图。

图2为本发明电荷积累与释放模块内一充放电支路的电路原理图。

图3为本发明的一种实施情况示意图。

图4为本发明的时序图。

图5为本发明第二种实施情况的示意图。

图6为本发明第三种实施情况的示意图。

图7为本发明状态切换控制模块的原理图。

附图标记说明：1-积分状态判断模块、2-状态切换控制模块、3-电荷积累与释放模块、4-第一充放电单元、5-第二充放电单元以及6-下降沿调制模块。

具体实施方式

下面结合具体附图和实施例对本发明作进一步说明。

如图1所示：为了消除电容切换过程中的电荷损失，保证电流频率转换的线性度，本发明包括与待转换电流源CS适配的运算放大器AMP，电流源CS的输出端与运算放大器AMP的第一端连接；

还包括与运算放大器AMP的第一端以及所述运算放大器AMP输出端适配连接的电荷积累与释放模块3、与运算放大器AMP的输出端连接的积分状态判断模块1以及与所述积分状态判断模块1输出端适配连接的状态切换控制模块2，通过状态切换控制模块2能输出转换频率信号Fout，并能向电荷积累与释放模块3加载充放电控制信号；

所述电荷积累与释放模块3内至少包括一条充放电支路，在任一充放电支路内至少包括两个串接的充放电单元，每个充放电单元内包括单元充放电容以及与所述单元充放电容并联的充放电控制开关，充放电控制开关根据所接收的充放电控制信号能处于断开状态或闭合状态，且根据充放电支路内充放电控制开关的开关状态，利用所述充放电支路能形成所需的积分电容支路，所述积分电容支路内包括部分单元充放电容或全部单元充放电容；电荷积累与释放模块3内所有的积分电容支路与运算放大器AMP适配连接后能形成所需的电流积分电路；

在电流源CS频率转换的一个转换周期内，积分状态判断模块1根据电流积分电路输出的积分电压能向状态切换控制模块2输出状态切换控制信号，状态切换控制模块2根据状态切换控制信号调整充放电控制信号的状态，并能控制转换频率信号Fout的输出状态，以根据输出的转换频率信号Fout能得到与电流源CS的电流相对应的频率值。

具体地，电流源CS通常为传感器输出的信号，电流源CS的具体情况可以根据需要选择，运算放大器AMP可以采用现有常用的器件，电流源CS的输出端与运算放大器AMP的第一端连接，运算放大器AMP的第二端接地或接参考电压源，电流源CS与运算放大器AMP间的具体配合形式可以采用现有常用的形式，具体可以参考公开号CN106289333A所公开的内容，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。

本技术领域人员可知，在对电流源CS进行频率转换时，通常需要进行积分过程，电荷积累与释放模块3与运算放大器AMP配合能形成积分电路，运算放大器AMP的输出端与积分状态判断模块1连接，通过通过状态切换控制模块2能输出转换频率信号Fout，根据转换频率信号Fout能得到转换后的频率与电流源CS的电流关系，具体与现有相一致，为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。

本发明实施例中，电荷积累与释放模块3内至少包括一条充放电支路，当存在多条充放电支路时，则所有的充放电支路间相互并联。即对所有充放电支路，其一端与运算放大器AMP的第一端以及电流源CS的输出端连接，另一端与运算放大器AMP的输出端连接。

具体实施时，任一充放电支路内，至少包括两个串接的充放电单元；当充放电支路内的充放电单元多于两个时，充放电支路内的充放电数量以偶数个为宜，具体可以根据实际需要选择。对每个充放电单元，包括一单元充放电容以及与所述单元充放电容并联的充放电控制开关，当然，单元充放电容可以为一个电容或多个电容形成，具体可以根据需要选择，此处不再赘述。

如图2和图3所示，为一充放电支路内包括两个充放电单元的情况，图2中，两个充放电单元分别为第一充放电单元4以及第二充放电单元5，第一充放电单元4与第二充放电单元5相互串联，其中，第一充放电单元4具有单元充放电容C1以及与所述单元充放电容C1并联的充放电控制开关S1，第二充放电单元5具有单元充放电容C2以及与所述单元充放电容C2并联的充放电控制开关S2，充放电控制开关S1以及充放电控制开关S2均可以采用现有常用的开关形式，如采用MOSFET器件等，具体可根据需要选择，此处不再赘述。

进一步地，状态切换控制模块2输出的充放电控制信号包括控制信号Φ1以及控制信号Φ2，其中，状态切换控制模块2输出的控制信号Φ1以及控制信号Φ2会同时加载到每个充放电支路内，且充放电单元内一充放电控制开关的开关状态仅受控制信号Φ1或仅受控制信号Φ2控制；

电荷积累与释放模块3内存在一条充放电支路时，受控制信号Φ1控制的充放电控制开关闭合且与控制信号Φ2对应的充放电控制开关断开时，通过所述充放电支路能得到单支路第一等效电容；受控制信号Φ2控制的充放电控制开关闭合且与控制信号Φ1对应的充放电控制开关断开时，通过所述充放电支路能得到单支路第二等效电容，所述单支路第二等效电容的容值与单支路第一等效电容的容值相等。

本发明实施例中，对于一确定的充放电控制开关仅受控制信号Φ1控制，或仅受控制信号Φ2控制。图2和图3中，充放电控制开关S1受控制信号Φ1控制，充放电控制开关S2受控制信号Φ2控制，控制信号Φ1、控制信号Φ2的具体形式，一般与充放电控制开关的具体形式相关，以能实现对充放电控制开关的闭合或断开为准。如充放电控制开关采用N型MOSFET器件时，控制信号Φ1、控制信号Φ2为高电平时，则能使得充放电控制开关处于闭合状态，控制信号Φ1、控制信号Φ2为低电平时，则充放电控制开关处于断开状态，具体实现对充放电控制开关的开关状态控制方式为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。

如图2和图3中，当充放电控制开关S1、充放电控制开关S2均处于断开状态时，则单元充放电容C1与单元充放电容C2相互串联。受控制信号Φ1作用使得充放电控制开S1处于闭合状态时，则能实现对单元充放电容C1的短路，控制信号Φ2使得充电控制开关S2依然处于断开状态，则单支路第一等效电容即为单元充放电容C2；而受控制信号Φ2使得充放电控制开关S2处于闭合状态时，则能实现对单元充放电容C2的短路，控制信号Φ1使得充电控制开关S1依然处于断开状态，则单支路第二等效电容即为单元充放电容C1，此时，单元充放电容C1的容值与单元充放电容C2的容值相等，即单支路第一等效电容的容值与单支路第二等效电容的容值相等。

如图5所示，为在一充放电支路内包括四个充放电单元的实施情况，其中，单元充放电容C11与充放电控制开关S11间并联形成一充放电单元，单元充放电容C12与充放电控制开关S12间并联后形成一充放电单元，单元充放电容C21与充放电控制开关S21间并联后形成一充放电单元，单元充放电容C22与充放电控制开关S22间并联后形成一充放电单元。所形成四个充放电单元间形成串联的关系，此外，充放电控制开关S11、充放电控制开关S12相对应的开关状态受控制信号Φ2控制，充放电控制开关S21、充放电控制开关S22相应的开关状态受控制信号Φ1控制，当然，具体与控制信号Φ1、控制信号Φ2的具体对应配合情况可根据需要选择，此处不再赘述。

图5中，根据控制信号Φ1、控制信号Φ2的具体状态，能得到不同的积分电容支路；如当通过控制信号Φ1使得充放电控制开关S21以及充放电控制开关S22闭合，控制信号Φ2使得充放电控制开关S11以及充放电控制开关S12保持断开时，则单支路第一等效电容的容值即为单元充放电容C11与单元充放电容C12串联后的等效容值；当通过控制信号Φ2使得充放电控制开关S11以及充放电控制开关S12闭合，控制信号Φ1使得充放电控制开关S21以及充放电控制开关S22保持断开时，则单支路第二等效电容的容值即为电容C21与单元充放电容C22串联后的等效容值。

具体实施时，根据控制信号Φ1、控制信号Φ2的具体情况，能调整充放电支路的单元充放电容的连接配合形式，即能得到不同的积分电容支路，且不同积分电容支路所形成单支路第一等效电容、单支路第二等效电容的形式根据实际的电路状态进行确认，具体为本技术领域人员所熟知。积分电容支路与运算放大器AMP配合能形成对电流源CS积分的电流积分电路。

此外，在电荷积累与释放模块3内包括多条充放电支路时，所有的充放电支路间相互并联，切换控制模块2输出的充放电控制信号包括控制信号Φ1以及控制信号Φ2，其中，状态切换控制模块2输出的控制信号Φ1以及控制信号Φ2会同时加载到每个充放电支路内，且充放电单元内一充放电控制开关的开关状态仅受控制信号Φ1或仅受控制信号Φ2控制；

受控制信号Φ1控制的充放电控制开关闭合且与控制信号Φ2对应的充放电控制开关断开时，根据电荷积累与释放模块3内所有的充放电支路能得到多支路第一等效电容；受控制信号Φ2控制的充放电控制开关闭合且与控制信号Φ1对应的充放电控制开关断开时，根据电荷积累与释放模块3内所有的充放电支路能得到多支路第二等效电容，所述多支路第二等效电容的容值与多支路第一等效电容的容值相等。

如图6所示，为电荷积累与释放模块3内包括两个充放电支路的情况，两个充放电支路间相互并联，当存在多于两个充放电支路的情况时，具体可以参考图6中的并联情况，此处不再赘述。一般地，所有充放电支路可采用相同的电路形式。图6中，单元充放电容C23与单元充放电容C24位于同一充放电支路内，单元充放电容C25与单元充放电容C26位于同一充放电支路内。单元充放电容C23与充放电控制开关S23并联，单元充放电容C24与充放电控制开关S24并联，单元充放电容C25与充放电控制开关S25并联，单元充放电容C26与充放电控制开关S26相互并联。

充放电控制开关S24以及充放电控制开关S25相对应的开关状态受控制信号Φ1控制，充放电控制开关S23、充放电控制开关S26相对应的开关状态受控制信号Φ2控制，通过控制信号Φ1、控制信号Φ2具体与充放电支路配合形成积分电容支路的具体情况可以参考上述说明，此处不再赘述。如图6所示，当通过控制信号Φ1使得充放电控制开关S24以及充放电控制开关S25闭合，控制信号Φ2使得充放电控制开关S23、充放电控制开关S24保持断开状态时，则多支路第一等效电容的容值即为单元充放电容C23与单元充放电容C24并联后的等效容值。当通过控制信号Φ2使得充放电控制开关S23以及充放电控制开关S24闭合，控制信号Φ1使得充放电控制开关S24以及充放电控制开关S25保持断开状态时，则多支路第二等效电容的容值即为单元充放电容C24以及单元充放电容C25并联后的等效容值。

当存在多条充放电支路时，具体可以参考上述说明，从而能得到多支路第一等效电容以及多支路第二等效电容。

综上，电荷积累与释放模块3内充放电支路的数量、以及充放电支路的具体形式可以根据实际需要选择，对于充放电支路内存在多于两个充放电单元的情况，或存在多条并联充放电支路的实施情况，均能根据电容间的连接关系，等效为图2和图3中的配合形式。无论充放电支路的数量，以及充放电支路的具体实施情况，本发明实施例中，一单元充放电容与所述单元充放电容并联的充放电控制开关间呈一一对应关系，与现有技术相比，能减少开关的数量，降低开关非理想因素对线性度的影响。此外，能拓展电荷积累与释放模块3的实施选择，以满足适应不同应用场景的需要。

具体工作时，积分状态判断模块1能对电流积分电路输出的积分电压进行比较与判断，并根据比较判断结果向状态切换控制模块2输出状态切换控制信号，从而状态切换控制模块能调整控制信号Φ1、控制信号Φ2的具体状态，以及控制转换频率信号Fout的输出状态。在一个转换周期后，根据输出的转换频率信号Fout能得到与电流源CS的电流相对应的频率值。

进一步地，所述积分状态判断模块1能将运算放大器AMP输出的积分电压VA1分别与比较基准电压VT1、比较基准电压VT2比较，积分状态判断模块1输出的状态切换控制信号包括状态切换控制信号V1以及状态切换控制信号V2；

根据积分电压VA1与比较基准电压VT1、比较基准电压VT2的比较结果，所述状态切换控制模块2能调节状态切换控制信号V1、状态切换控制信号V2相对应的电平状态。

本发明实施例中，积分状态判断模块1具有比较基准电压VT1、比较基准电压VT2，比较基准电压VT2大于比较基准电压VT1，根据积分电压VA1与比较基准电压VT1、比较基准电压VT2的比较结果，所述状态切换控制模块2能调节状态切换控制信号V1、状态切换控制信号V2相对应的电平状态。

具体实施时，在充放电支路内，充放电单元采用串联连接，且积分状态判断模块1采用比较基准电压VT1、比较基准电压VT2作为积分输出电压VA1的两个比较值，从而能实现整个转换过程的平稳，消除切换过程中的电荷损失，保证电流-频率转换的线性度。

如图3、图5和图6所示，所述积分状态判断模块1包括电压比较器COMP1以及电压比较器COMP2，运算放大器AMP的输出端与电压比较器COMP1的一输入端以及电压比较器COMP2的一输入端连接，电压比较器COMP1的另一输入端接收比较基准电压VT1，电压比较器COMP2的另一输入端接收比较基准电压VT2，比较基准电压VT2大于比较基准电压VT1，通过电压比较器COMP1的输出端能输出状态切换控制信号V1，通过电压比较器COMP2的输出端能输出状态切换控制信号V2。

本发明实施例中，电压比较器COMP1、电压比较器COMP2均可以采用现有常用的比较器形式，具体可以根据需要进行选择。一般地，当电流积分电路输出的电压VA1达到比较基准电压VT1时，则通过电压比较器COMP1能翻转状态切换控制信号V1的状态，当电流积分电路输出的电压VA1达到比较基准电压VT2时，通过电压比较器COMP2翻转状态切换控制信号V2的状态。具体实施时，通过电压比较器COMP1翻转状态切换控制信号V1的状态，是指改变状态切换控制信号V1的电平状态，如翻转前，状态切换控制信号V1为低电平，则翻转后变为高电平，状态切换控制信号V2的具体翻转情况可以参考状态切换控制信号V1的说明，此处不再赘述。

如图7所示，所述状态切换控制模块2包括D触发器DFF、锁存器LATCH1以及锁存器LARCH2，D触发器DFF的时钟端与状态切换控制信号V1，且所述状态切换控制信号V1还通过下降沿调制模块6与锁存器LATCH1的

锁存器LATCH1的输出端输出控制信号Φ1，锁存器LATCH2的输出端输出控制信号Φ2。

本发明实施例中，状态切换控制信号V1产生下降沿跳变时，通过D触发器DFF能够控制转换频率信号Fout和频率转换反相信号

本发明实施例中，所述下降沿调制模块6包括反相器INV以及或门OR3，反相器INV的输入端以及或门OR3的一输入端均接收状态切换控制信号V1，反相器INV的输出端与电容C100的一端以及或门OR3的另一输入端连接，电容C100的另一端接地，或门OR3的输出端与锁存器LATCH1的

具体对电流源CS进行电流-频率转换时，在电流源CS频率转换的一个转换周期内，依次包括第一过渡状态、第一单独积分状态、第二过渡状态以及第二单独积分状态；其中，初始转换时，还包括在第一过渡状态之前的初始状态；

在初始状态下，控制信号Φ1处于第一电平状态，控制信号Φ2处于第二电平状态，受控制信号Φ2控制的充放电控制开关处于闭合状态，积分电容支路内仅包括与控制信号Φ1对应的单元充放电容，运算放大器AMP输出的积分电压VA1达到比较基准电压VT1时，积分状态判断模块1翻转输出状态切换控制信号V1的状态，且状态切换控制模块2根据状态切换控制信号V1翻转所输出转换频率信号Fout的电平状态，并使得控制信号Φ2处于第一电平状态；

在第一过渡状态下，受控制信号Φ1、控制信号Φ2控制的充放电控制开关均处于断开状态，充放电支路内的单元充放电容相互串接后形成积分电容支路；运算放大器AMP输出的积分电压达到比较基准电压VT2时，积分状态判断模块1翻转输出状态切换控制信号V2的状态，状态切换控制模块2根据状态切换控制信号V2的状态使得控制信号Φ1处于第二电平状态；

在第一单独积分状态下，受控制信号Φ1控制的充放电控制开关处于闭合状态，积分电路支路内仅包括与控制信号Φ2对应的单元充放电容，与控制信号Q1对应单元充放电容释放所积累的电荷，运算放大器AMP输出的积分电压VA1下降至(VT2-VT1)/2，积分状态判断模块1翻转状态切换控制信号V1的状态，当运算放大器AMP输出的积分电压VA1达到比较基准电压VT1时，积分状态判断模块1再次翻转输出状态切换控制信号V1的状态，状态切换控制模块2根据状态切换控制信号V1翻转所输出转换频率信号Fout的电平状态；

在第二过渡状态下，受控制信号Φ1、控制信号Φ2控制的充放电控制开关均处于断开状态，充放电支路内的单元充放电容相互串接后形成积分电容支路；运算放大器AMP输出的积分电压达到比较基准电压VT2时，积分状态判断模块1翻转输出状态切换控制信号V2的状态，状态切换控制模块2根据状态切换控制信号V2的状态使得控制信号Φ2处于第二电平状态；

在第二单独积分状态下，受控制信号Φ2控制的充放电控制开关处于闭合状态，积分电路支路内仅包括与控制信号Φ1对应的单元充放电容，与控制信号Q2对应单元充放电容释放所积累的电荷，运算放大器AMP输出的积分电压VA1下降至(VT2-VT1)/2，积分状态判断模块1翻转状态切换控制信号V1的状态，当运算放大器AMP输出的积分电压VA1达到比较基准电压VT1时，积分状态判断模块1再次翻转状态切换控制信号V1的状态，状态切换控制模块2根据状态切换控制信号V1翻转所输出转换频率信号Fout的电平状态。

本发明实施例中，在一个转换周期内，转换过程包括第一过渡状态、第一单独积分状态、第二过渡状态以及第二单独积分状态，不同的转换周期重复所述转换过程。当然，在最初状态下，还包括在第一过渡状态前的初始状态，后续的周期中重复上述转换过程。在一个周期转换后，根据转换频率信号Fout能得到与电流源CS的电流相关的频率值。

控制信号Φ1处于第一电平状态，一般是指控制信号Φ1处于低电平状态，控制信号Φ1处于第二电平状态，具体是指控制信号Φ1处于高电平状态，控制信号Φ2的具体情况与控制信号Φ1相一致。当然，第一电平状态、第二电平状态具体情况还可以根据需要选择，此处不再赘述。

下面根据图3和图4，对本发明一个转换周期的具体工作情况，以及得到转换频率信号Fout的情况进行具体说明。图3中，单元充放电容C1与单元充放电容C2具有相同的容值C，充放电控制开关S1在控制信号Φ1为高电平时处于闭合状态，而在控制信号Φ1为低电平时，处于断开状态，充放电控制开关S2与控制信号Φ2间的具体情况与充放电控制开关S1与控制信号Φ1的配合情况相一致。图4中，Q1为单元充放电容C1上的电荷，Q2为单元充放电容C2上的电荷。

首次上电时，进入初始状态：控制信号Φ1处于低电平状态，控制信号Φ2处于高电平状态，此时，充放电控制开关S1处于断开状态，充放电控制开关S2处于闭合状态，即仅有单元充放电容C1并联在运算放大器AMP的第一输入端与所述运算放大器AMP的输出端，单元充放电容C2被短路，即充电积分支路内仅包括单元充放电容C1。电流源CS的电流I使得单元充放电容C1随时间逐渐累积电荷，因而，运算放大器AMP输出端的积分电压VA1电压逐渐升高，直到VA1＝VT1，整个积分所需时间为t0＝C*VT1/I。电压比较器COMP1输出的状态切换控制信号V1由高电平翻转为低电平，状态切换控制模块2随即翻转转换频率信号Fout的状态，同时，状态切换控制模块2将控制信号Φ2翻转为低电平。

第一过渡状态：由于控制信号Φ1维持不变，即充放电控制开关S1、充放电控制开关S2均处于断开状态。单元充放电容C2开始接入积分电容支路，此时，单元充放电容C1和单元充放电容C2为串联状态，可互不干扰地同时存储过渡状态内的积分电荷，且存储的电荷量相同。电流积分电路输出的积分电压VA1的上升速率大于仅一个电容接入时，经过时间t1＝C*(VT2-VT1)/(2*I)，电流积分电路输出的积分电压VA1升高到VT2，电压比较器COMP2翻转输出的状态切换控制信号V2，即将状态切换控制信号V2由高电平翻转为低电平，状态切换控制模块2将控制信号Φ1翻转为高电平，控制信号Φ2维持低电平不变。

第一单独积分状态，即单元充放电容C2单独积分状态：高电平的控制信号Φ1使得充放电控制开关S1处于闭合状态，充放电控制开关S2处于断开状态，积分电容支路内仅有单元充放电容C2并联在运算放大器AMP的第一端和输出端，单元充放电容C1被短路并释放前两阶段积累的所有电荷。状态切换后，单元充放电容C2两侧电荷量为I*t1＝(C/2)*(VT2-VT1)，积分电压VA1下降至(VT2-VT1)/2，电压比较器COMP1输出的状态切换控制信号V1翻转为高电平。电流源CS的电流I使得单元充放电容C2随时间逐渐累积电荷，积分电压VA1升高至V1＝VT1，所需时间为t2＝C*(1.5*VT1-0.5VT2)/I。电压比较器COMP1输出的状态切换控制信号V1由高电平翻转为低电平，状态切换控制模块2输出的平衡转换信号Fout随即状态翻转。此时距前一次频率转换信号Fout翻转的时间间隔为t1+t2＝C*VT1/I。

第二过渡状态：频率转换信号Fout翻转时，控制信号Φ1信号也会同时翻转，此时，控制信号Φ1以及控制信号Φ2均处于低电平状态，充放电控制开关S1以及充放电控制开关S2均处于断开状态，单元充放电容C1开始接入电荷积分电路，单元充放电容C1和单元充放电容C2为串联状态，电路进入过渡态工作，经过时间t1＝C*(VT2-VT1)/(2*I)，积分电压VA1升高到比较基准电压VT2，电压比较器COMP2输出的状态切换控制信号V2由高电平翻转为低电平，状态切换控制模块2将控制信号Φ2翻转为高电平，控制信号Φ1维持低电平不变。

第二单独积分状态，即单元充放电容C1单独积分状态：由于控制信号Φ2为高电平，充放电控制开关S2处于闭合状态，控制信号Φ1处于低电平，充放电控制开关S1处于断开状态，积分电容支路内仅有单元充放电容C1并联在运算放大器AMP的第一端与输出端，单元充放电容C2被短路并释放前两阶段积累的所有电荷。由于状态切换后，单元充放电容C1两侧电荷量为I*t1＝(C/2)*(VT2-VT1)，积分电压VA1下降至(1/2)*(VT2-VT1)，电压比较器COMP1输出的状态切换控制信号V1翻转为高电平。电流源CS的电流I使得单元充放电容C1随时间逐渐累积电荷，积分电压VA1升高至V1＝VT1，所需时间为t2＝C*(1.5*VT1-0.5VT2)/I。电压比较器COMP1输出的状态切换控制信号V1由高电平翻转为低电平，状态切换控制模块2随即翻转频率转换信号Fout的状态。此时，距前一次频率转换信号Fout翻转的时间间隔为t1+t2＝C*VT1/I。

综上，即电路上电工作后，需要经过一次初始状态即可进入“第一过渡状态、单元充放电容C2单独积分状态、第二过渡状态、单元充放电容C1单独积分状态”的循环工作模式，即在初始状态后，每个转换周期包括“第一过渡状态、单元充放电容C2单独积分状态、第二过渡状态、单元充放电容C1单独积分状态”的过程。频率转换信号Fout的频率为

f＝1/T＝/2*(t1+t2)＝I/(2*C*VT1)

其中，f即为频率转换信号的频率值，T为转换周期的时间，C为单元充放电容C1或单元充放电容C2在单独积分状态下的电容值，当积分电容支路为其他的形式时，上述频率公式中的电容C值应为积分电容支路在单元充放电容C1、单元充放电容C2在单独积分状态下并联在运算放大器AMP的第一端与输出端之间的等效电容值，即为单支路第一等效电容或多支路第一等效电容相对应的容值。