基于零度馈电结构的通带独立可控的微带双通带滤波器

技术领域

本发明滤波器涉及无线通信、滤波器设计领域，具体涉及一种需要兼容不同通信标准、能够支持在不同频段工作的滤波器设计方法。

背景技术

近几十年来，伴随着1G通信技术到5G通信技术的发展和演变，单个通信设备需要能兼容和支持多种通信标准的工作，如GSM、WIFI、WiMAX、CDMA和LTE 等标准。为了实现这个目标，最常规的方案是通信设备的射频前端由多个射频电路构成，每个射频电路均包含独立的滤波器、放大器等器件，具有不同的中心频率和带宽。使用射频开关选择不同中心频率的滤波器进行通信。虽然该方案可以支持多个通信标准的同时工作，但增加了通信系统的体积、功耗和成本。为了解决该方案的弱点，由多频器件如多频滤波器和多频放大器等构成的多频射频电路应运而生。多频器件可以同时工作在多个频段，且为单端口输入单端口输出器件。因此该方案能有效地减小通信系统的体积、功耗和成本，具有广阔的应用前景。多频滤波器是多频通信系统的关键器件之一。其性能的好坏直接影响和决定通信系统的性能。故多频滤波器受到国内外学术界和工业界的广泛关注和重视。研究高性能的多频滤波器能有效提高通信系统的性能，减小系统的体积和成本。

目前，常用的双通带滤波器设计方法包括个滤波器组合设计法、多模谐振器法和多模单谐振器法。近年来，尺寸紧凑、高频率选择性、高通带隔离度及通带带宽独立可控的双通带滤波器逐渐成为双频滤波器的研究热点。

Xiu Yin Zhang等人提出了一种基于零度馈电结构的通带带宽可控的微带双通带滤波器。两个通带的中心频率分别为1.6GHz和2.45GHz，插入损耗分别为 1.46dB和1.16dB。该滤波器包含两个耦合的开路枝节加载双模谐振器。然而该滤波器不能实现对两个通带带宽的独立控制，且该滤波器在阻带仅包含三个传输零点其通带隔离度有待提高。

Chi-Feng Chen等人基于零度馈电结构，利用一对阶梯阻抗谐振器和嵌入的两对半波长谐振器，设计了一款四阶微带双频带滤波器。虽然该滤波器在阻带能产生七个传输零点，但由于嵌入的两对半波长谐振器之间的距离较近，因此该滤波器不能实现独立可控的通带带宽。

目前，文献中关于具有尺寸紧凑、高频率选择性和通带隔离度、通带独立可控的微带双频带滤波器的报道较少。本发明公开一种三阶交叉耦合双频带滤波器，并使用微带工艺加工实现。

发明内容

本发明提出了一种基于零度馈电结构的通带独立可控的微带双通带滤波器。如图1所示，整个结构包括对称的末端容性耦合的第一开路枝节加载双模谐振器 1和第二开路枝节加载双模谐振器2、一个λ/2阶梯阻抗谐振器3、一个λ/2 均匀阻抗谐振器4、输入电路5和输出电路6，其中λ/2阶梯阻抗谐振器3和λ/2均匀阻抗谐振器4嵌入在第一开路枝节加载双模谐振器1和第二开路枝节加载双模谐振器2的内部，以使电路结构紧凑。由于第一开路枝节加载双模谐振器1和第二开路枝节加载双模谐振器2之间为容性耦合，两个通带的阻带均能产生一个传输零点。该滤波器采用零度馈电结构，能在阻带产生三个额外的传输零点。两个通带的带宽可以独立调节。该滤波器通过全波电磁仿真软件HFSS进行仿真，并根据滤波器的整体电路结构加工成实物。

优选的，第一开路枝节加载双模谐振器1由一个长度为2(L1+L2)+W2、宽度为W1的λ/2传输线谐振器11和一个长度为L3、宽度为W2的开路枝节12构成，第二开路枝节加载双模谐振器2由一个长度为2(L1+L2)+W2、宽度为W1的λ/2 传输线谐振器21和一个长度为L3、宽度为W2的开路枝节22构成，第一开路枝节加载双模谐振器1和第二开路枝节加载双模谐振器2的耦合距离为S1且相互对称，λ/2阶梯阻抗谐振器3的长度为L4+2(L5+L6)，λ/2均匀阻抗谐振器4 的长度为L7，λ/2阶梯阻抗谐振器3和第一开路枝节加载双模谐振器1耦合缝隙分别为G2，λ/2阶梯阻抗谐振器3和第二开路枝节加载双模谐振器2的耦合缝隙分别为G2，λ/2均匀阻抗谐振器4与第一开路枝节加载双模谐振器1的耦合缝隙分别为G3，λ/2均匀阻抗谐振器4和第二开路枝节加载双模谐振器2的耦合缝隙分别为G3，输入电路5的馈线51宽度为W01，加载在馈线51上的高阻抗开路枝节52长度和宽度分别为L01+L02和W02，输出电路6的馈线61宽度为 W01，加载在馈线61上的高阻抗开路枝节62长度和宽度分别为L01+L02和W02；具体的物理结构参数为W01＝1.5mm，W02＝0.37mm，W1＝0.5mm，W2＝1mm，W3＝0.5mm，W4＝3mm，L01＝15.44mm，L02＝3.9mm，L1＝17.52mm，L2＝9.64mm，L3＝7.7mm，L4＝13.55mm，L5＝10mm，L6＝1.47mm，L7＝31.3mm，S1＝0.76mm，G1＝0.16mm，G2＝0.62mm，G3＝0.54mm， D＝1mm，整体尺寸为21.23mm×36.73mm。

优选的，其中λ/2阶梯阻抗谐振器3和λ/2均匀阻抗谐振器4嵌入在两个开路枝节加载双模谐振器的内部，以使电路结构紧凑；第一开路枝节加载双模谐振器1和第二开路枝节加载双模谐振器2之间为容性耦合，两个通带的阻带均能产生一个传输零点；该滤波器采用零度馈电结构，能在阻带产生三个额外的传输零点；两个通带的带宽可以独立调节。

优选的，第一开路枝节加载双模谐振器1的第一奇模13和第二开路枝节加载双模谐振器2的第一奇模23与位于上方的λ/2阶梯阻抗谐振器3耦合形成通带A；第一开路枝节加载双模谐振器1的第一偶模14和第二开路枝节加载双模谐振器2的第一偶模24与位于下方的λ/2均匀阻抗谐振器4耦合形成通带B；其中第一开路枝节加载双模谐振器1的第一奇模13和第二开路枝节加载双模谐振器2的第一奇模23、λ/2阶梯阻抗谐振器3和第二开路枝节加载双模谐振器 2的第一奇模23、第一开路枝节加载双模谐振器1的第一偶模14和λ/2均匀阻抗谐振器4、λ/2均匀阻抗谐振器4和第二开路枝节加载双模谐振器2的第一偶模24之间的耦合为直接耦合；第一开路枝节加载双模谐振器1的第一奇模13 和第二开路枝节加载双模谐振器2的第一奇模23、第一开路枝节加载双模谐振器1的第一偶模14和第二开路枝节加载双模谐振器2的第一偶模24之间的耦合为交叉耦合，因此均可以在通带A和通带B的阻带产生一个传输零点。

优选的，输入电路5和输出电路6采用零度馈电结构对第一开路枝节加载双模谐振器1和第二开路枝节加载双模谐振器2进行缝隙馈电，这种馈电结构可以在阻带引入三个传输零点；零度馈电结构所产生的传输零点的位置与馈线位置D 有关；随着馈线位置D的增加，第一个传输零点TZ1、第三个传输零点TZ3和第五个传输零点TZ5的位置发生了变化，而第二个传输零点TZ2和第四个传输零点 TZ4的位置几乎保持不变；传输零点TZ1、TZ3和TZ5是由零度馈电结构产生，传输零点TZ2、TZ4由交叉耦合结构产生。

优选的，当该滤波器在工作在两个不同的通带中心频率时，信号会通过不同的路径传输；当滤波器工作在通带A时，电流分布在第一开路枝节加载双模谐振器1和第二开路枝节加载双模谐振器2的两臂和上方的λ/2阶梯阻抗谐振器3 上；当滤波器工作在通带B时，电流分布在第一开路枝节加载双模谐振器1和第二开路枝节加载双模谐振器2的两臂及其开路枝节和下方的λ/2均匀阻抗谐振器4上。

优选的，λ/2阶梯阻抗谐振器3与第一开路枝节加载双模谐振器1和第二开路枝节加载双模谐振器2之间的耦合缝隙为G2，λ/2均匀阻抗谐振器4与第一开路枝节加载双模谐振器1和第二开路枝节加载双模谐振器2之间的耦合缝隙为G3，单独调节G2和G3的大小可以分别控制通带A和通带B的带宽大小；当 G2增大时，通带A的带宽随之减小，而通带B的带宽不受影响；当G3增大时，通带B的带宽随之减小，而通带A的带宽不受影响；两个通带的带宽可以单独调节。

优选的，工作频率为2GHz和3.5GHz。

本发明提出的滤波器使用零度馈电结构，具有全新的电路结构特征。

附图说明

图1微带双通带滤波器的结构；

图2微带双通带滤波器的拓扑结构；

图3滤波器的传输响应随馈电位置D的变化关系；

图4滤波器在2GHz和3.5GHz的仿真电流分布；

图5(a)滤波器的传输响应随G2的变化关系；

图5(b)滤波器的传输响应随G3的变化关系；

图6微带双通带滤波器的实物图；

图7滤波器的仿真版图结构；

图8滤波器的仿真结果；

图9滤波器的仿真测试结果；

具体实施方式

本发明所涉的滤波器中心频率为9GHz，相对带宽为5％，回波损耗优于30dB，传输零点位于9.6GHz。根据上述指标，通过耦合矩阵理论可以确定滤波器的耦合系数(M

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。

本发明所述的基于零度馈电结构的微带双通带滤波器工作于2GHz和3.5GHz，其性能指标包括中心频率，相对带宽，回波损耗，传输零点位置等。

该滤波器的物理结构参数如图1所示。第一开路枝节加载双模谐振器1由一个长度为2(L1+L2)+W2、宽度为W1的λ/2传输线谐振器11和一个长度为L3、宽度为W2的开路枝节12构成，第二开路枝节加载双模谐振器2由一个长度为 2(L1+L2)+W2、宽度为W1的λ/2传输线谐振器21和一个长度为L3、宽度为W2 的开路枝节22构成，第一开路枝节加载双模谐振器1和第二开路枝节加载双模谐振器2的耦合距离为S1且相互对称，λ/2阶梯阻抗谐振器3的长度为 L4+2(L5+L6)，λ/2均匀阻抗谐振器4的长度为L7，λ/2阶梯阻抗谐振器3和第一开路枝节加载双模谐振器1耦合缝隙分别为G2，λ/2阶梯阻抗谐振器3和第二开路枝节加载双模谐振器2的耦合缝隙分别为G2，λ/2均匀阻抗谐振器4 与第一开路枝节加载双模谐振器1的耦合缝隙分别为G3，λ/2均匀阻抗谐振器 4和第二开路枝节加载双模谐振器2的耦合缝隙分别为G3，输入电路5的馈线 51宽度为W01，加载在馈线51上的高阻抗开路枝节52长度和宽度分别为L01+L02 和W02，输出电路6的馈线61宽度为W01，加载在馈线61上的高阻抗开路枝节62长度和宽度分别为L01+L02和W02。

该滤波器的耦合拓扑结构如图2所示，第一开路枝节加载双模谐振器1的第一奇模13和第二开路枝节加载双模谐振器2的第一奇模23与位于上方的λ/2 阶梯阻抗谐振器3耦合形成通带A；第一开路枝节加载双模谐振器1的第一偶模 14和第二开路枝节加载双模谐振器2的第一偶模24与位于下方的λ/2均匀阻抗谐振器4耦合形成通带B；其中第一开路枝节加载双模谐振器1的第一奇模13 和第二开路枝节加载双模谐振器2的第一奇模23、λ/2阶梯阻抗谐振器3和第二开路枝节加载双模谐振器2的第一奇模23、第一开路枝节加载双模谐振器1 的第一偶模14和λ/2均匀阻抗谐振器4、λ/2均匀阻抗谐振器4和第二开路枝节加载双模谐振器2的第一偶模24之间的耦合为直接耦合；第一开路枝节加载双模谐振器1的第一奇模13和第二开路枝节加载双模谐振器2的第一奇模23、第一开路枝节加载双模谐振器1的第一偶模14和第二开路枝节加载双模谐振器 2的第一偶模24之间的耦合为交叉耦合，因此均可以在通带A和通带B的阻带产生一个传输零点。

本发明所述的滤波器的结构如图1所示，输入和输出馈线采用零度馈电结构对第一开路枝节加载双模谐振器1和第二开路枝节加载双模谐振器2进行缝隙馈电，这种馈电结构可以在阻带引入三个传输零点。零度馈电结构所产生的传输零点的位置与馈线位置D有关，如图3所示。随着馈线位置D的增加，第一个传输零点TZ1、第三个传输零点TZ3和第五个传输零点TZ5的位置发生了变化，而第二个传输零点TZ2和第四个传输零点TZ4的位置几乎保持不变。因此传输零点 TZ1、TZ3和TZ5是由零度馈电结构产生，而传输零点TZ2、TZ4由交叉耦合结构产生。

当该滤波器在工作在两个不同的通带中心频率时，信号会通过不同的路径传输，如图4所示。当滤波器工作在通带A时，电流分布在第一开路枝节加载双模谐振器1和第二开路枝节加载双模谐振器2的两臂和上方的λ/2阶梯阻抗谐振器3上；当滤波器工作在通带B时，电流分布在第一开路枝节加载双模谐振器1 和第二开路枝节加载双模谐振器2的两臂及其开路枝节和下方的λ/2均匀阻抗谐振器4上。

其中λ/2阶梯阻抗谐振器3与第一开路枝节加载双模谐振器1和第二开路枝节加载双模谐振器2之间的耦合缝隙为G2，λ/2均匀阻抗谐振器4与第一开路枝节加载双模谐振器1和第二开路枝节加载双模谐振器2之间的耦合缝隙为 G3，单独调节G2和G3的大小可以分别控制通带A和通带B的带宽大小，如图5 (a)和图5(b)所示。当G2增大时，通带A的带宽随之减小，而通带B的带宽不受影响；当G3增大时，通带B的带宽随之减小，而通带A的带宽不受影响。因此两个通带的带宽可以单独调节。

本发明设计由传统微带工艺加工，成品如图6所示。

本发明所述的滤波器具备两个通带，通带A的中心频率为2GHz，回波损耗优于15dB，3dB相对带宽设计为8.5％，预设传输零点位于2.23GHz，通过耦合矩阵理论可以确定通带A的非归一化耦合矩阵和外部品质因数为：

Q

通带B的中心频率为3.5GHz，回波损耗优于20dB，3dB相对带宽设计为8.9％，预设传输零点位于4.10GHz，通带B的非归一化耦合矩阵和外部品质因数为：

Q

由给出的耦合矩阵和外部品质因数可以提取得到滤波器的初始物理尺寸。

图3为滤波器的传输响应随馈线位置D的变化关系。图4给出了该滤波器在通带A和通带B中心频率处(2GHz和3.5GHz)的电流分布。图5(a)和图5(b) 给出了该滤波器传输响应随耦合缝隙G2和G3的变化关系。

本发明所述的滤波器的结构如图1所示，滤波器的物理尺寸为W01＝1.5mm， W02＝0.37mm，W1＝0.5mm，W2＝1mm，W3＝0.5mm，W4＝3mm，L01＝15.44mm，L02＝3.9mm， L1＝17.52mm，L2＝9.64mm，L3＝7.7mm，L4＝13.55mm，L5＝10mm，L6＝1.47mm，L7＝31.3mm， S1＝0.76mm，G1＝0.16mm，G2＝0.62mm，G3＝0.54mm，D＝1mm。整体尺寸为 21.23mm×36.73mm。

本发明所述的滤波器采用的基板材料为罗杰斯Rogers5880，相对介电常数为2.2，厚度为0.508mm；微带线材料为铜，厚度为0.017mm。滤波器的仿真版图结构如图7所示。

根据实施例进行软件仿真和优化的结果数据指标如(1)所示，仿真结果如图8所示。

图6所示为滤波器的加工实物图。测试采用的矢量网络分析仪为Agilent E8363B，测试结果与仿真数据的对比如图9所示。由测试结果可以看出，两个通带的中心频率分别位于1.95GHz与3.47GHz，3dB相对带宽分别为8％和8.4％，回波损耗分别优于10dB与20dB，平均插损均小于2dB，并且，五个传输零点分别位于1.3GHz、2.18GHz、2.81GHz、4.08GHz和4.74GHz处，使两个通带具有很高的频率选择性和通带隔离度。总体而言实物器件的测试性能良好，测量与仿真结果的偏差主要是由加工误差导致。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。