高精度高可靠LED车灯驱动电路

技术领域

本发明涉及一种高精度高可靠LED车灯驱动电路，属于集成电路技术领域。

背景技术

现代汽车需要使用越来越多的车灯，常见的外部车灯有：前照灯、雾灯、牌照灯、倒车灯、制动灯、转向灯、示位灯、示廓灯、驻车灯和警示灯和日行灯；常见内部灯具有顶灯、阅读灯、行李厢灯、门灯、踏步灯、仪表照明灯、工作灯、仪表板警指示灯等。LED车灯因发光二极管直接由电能转化为光能，较普通汽车灯泡耗电仅相当于传统灯的1/10，能更好的节省油耗，保护汽车电路不被过高的负载电流烧坏。LED车灯光源相比于传统车灯具有如下特点：节能，LED汽车灯是冷光源，总体来说耗电量低，消耗的功率不超过-W,比传统光源节能70％以上；环保，光谱中没有紫外线和红外线，属于典型的绿色照明光led源；寿命长，在恰当的电流和电压下，使用寿命可达6-10万小时，比传统光源寿命长10倍以上；高亮度，耐高温，体积小；稳定性能好，LED抗震性能强，树脂封装，不易碎裂；发光纯度高，色彩鲜艳，无需灯罩滤光，光波误差在10纳米以内；反应速度快，无须热启动时间，微秒内即可发光，传统玻壳灯泡则有0.3秒延迟，可防止追尾。因此，LED车灯代替传统的光源，有着广泛的用途。

LED车灯的实际使用时必须使用LED驱动电路，它用于对LED的供电电源进行管理，对过低、过高或不稳定的电源电压处理，然后供给LED稳定的电压或电流。在LED应用中，为了确保产品的使用寿命和可靠性，必须使LED驱动电路和LED电路相匹配，而这对LED驱动电路的设计提出了诸多要求：(1)输出稳定，无论LED驱动电路是稳压还是恒流输出，输出的稳定性是确保LED电路稳定工作的首要条件。在任何条件下，包括供电电压、环境温度、光照辐射等外界条件发生变化时，LED的电流纹波都应尽量保持在其平均电流的±10％范围内。(2)高可靠性，LED一向以使用寿命长著称，其使用时间可达数万小时，而LED驱动电路的使用寿命远远短于LED的使用寿命，因此LED驱动电路的可靠性已成为整体LED应用系统使用寿命的决定因素。(3)高转换效率；提高LED驱动电路的转换效率能是LED产品发展的必然要求，此举不仅能提高LED的光效，还能降低系统的功耗和温度。(4)调光灵活，LED相比于传统光源，其一大优势就是响应速度快，更适于调光控制。(5)高集成度、小体积、低成本，如何提高驱动芯片的集成度、减小驱动电路的体积、降低驱动部分的成本，一直是LED驱动电路设计的问题。

LED车灯驱动电路属于典型的高压集成电路，将高压功率器件与控制电路、外围接口电路及保护电路等集成在一起，需要在功率集成技术就是需要在有限的芯片面积上实现高低压兼容、高性能、高效率与高可靠性。图1所示是一种典型LED车灯驱动芯片及其应用电路，以恒定的电流稳定驱动多个串联连接的LED灯。芯片提供通过Adj_Ctrl信号改变Adj引脚的控制电压即可实现LED的亮度调节和开关操作。为保证芯片的可靠性，芯片内置欠压保护、过压保护、过温保护等保护电路；还具有温度调节功能，以避免LED在高温环境下因过驱动而损坏。芯片各个引脚的功能定义如下：VIN：电源电压输入引脚；Adj：LED调光控制输入引脚；FB：电压反馈引脚；SW：开关电流引脚；OUT：输出电压(过压检测)引脚；GND：地引脚。由于电源电压和衬底电位存在巨大的波动，产生非常严重的共模噪声。因此，高压集成电路内部使用的各类保护电路，需要在电压摆幅波动和衬底噪声大等恶劣环境因素下实现高可靠工作，提供高精度的芯片状态监测和保护功能。

基于此，本发明针对汽车LED车灯驱动系统应用需求，提供一种高精度高可靠LED车灯驱动电路。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种高精度高可靠LED车灯驱动电路。

本实用新型解决其技术问题所采用的技术方案是：一种高精度高可靠LED车灯驱动电路，包括：偏置模块、误差放大模块、电流检测补偿模块、脉宽调制模块、PWM控制模块、输出驱动模块、振荡器模块、高精度高可靠欠压保护电路、高精度高可靠过压保护电路、高精度宽电压范围过温保护电路和功率开关NMOS管MG；

上述各个电路模块实现的功能如下：

偏置模块，主要为芯片内部其他模块提供参考电压和偏置电压，偏置模块内又分为带隙基准电路和偏置输出电路；带隙基准电路负责产生稳定的电压基准Vref，供偏置输出电路和系统其它模块使用；偏置输出电路产生多个不同的偏置电压，对其它模块进行偏置；

误差放大模块，用于将Adj引脚输入的调光电压的分压与FB引脚采样到的反馈电压进行比较放大；比较得到的输出再通过脉宽调制模块参与对功率开关NMOS管MG的控制；

电流检测补偿模块，负责把功率开关NMOS管MG输出的电流信号处理成电压信号，然后反馈至脉宽调制模块，通过脉宽调制模块参与控制功率开关的工作状态；

脉宽调制模块：此模块由PWM比较器构成，电流检测得到的电压信号经斜坡补偿后将在此处与来自于误差放大器的压差信号进行比较，输出电压信号给PWM控制模块；

PWM控制模块，主要由逻辑门电路构成，它在振荡器给定的时钟下对功率开关NMOS管MG进行逻辑控制，当芯片异常状态时关断功率开关NMOS管MG，当芯片状态正常时将脉宽调制模块的输出信号传递给驱动模块；

输出驱动模块，为功率开关NMOS管MG的前级驱动电路，由多级反向器构成；振荡器模块，产生方波信号作为PWM控制模块的时钟信号，同时输出供电流检测补偿模块使用；

高精度高可靠过压保护电路，实现芯片的过压保护功能，在芯片输出电压过高时，关断功率开关，进而关断反馈环路，直到输出电压降至正常范围；

高精度高可靠欠压保护电路，实现芯片的欠压保护功能，在芯片输入电压太低时，关断功率开关，进而关断反馈环路，直到输入电压达到正常范围；

高精度宽电压范围过温保护电路，实现芯片的过温保护功能，当芯片功耗过大或环境温度升高导致芯片温度超出工作温度范围时，关断芯片绝大多数的模块使芯片降温，直至芯片温度降到安全范围。

进一步的，所述电流检测补偿电路包括：电流检测模块、斜率补偿模块和求和模块；

所述电流检模块，负责把功率开关NMOS管MG输出的电流信号处理成电压信号；所述斜率补偿模块，主要功能是根据OSC信号产生斜坡信号；所述求和模块，用于将斜率补偿模块产生斜坡信号叠加于电流检测模块的输出电压之上，得到电流补偿输出信号CS，并输出到PWM比较器输入端，以起到补偿作用。

所述高精度宽电压范围过温保护电路包括：钳位电路、温度检测电路、宽电压范围比较器电路和输出整形电路；

所述温度检测电路根据钳位电路提供的偏置电压Vb，得到第一温度检测输出信号Vin1和第二温度检测输出信号Vin2；所述宽电压范围比较器电路将第一温度检测输出信号Vin1和第二温度检测输出信号Vin2进行比较，得到比较输出信号Vo1；所述输出整形电路将比较输出信号Vo1进行处理得到温度保护输出信号OTLock，OTLock为数字逻辑信号，OTLock将连接到钳位电路用于控制偏置电压Vb大小，OTLock同时还作为一个控制信号输出给高压栅驱动芯片的其他电路模块。

所述温度检测电路包括：第一二一PMOS管M21、第二十二PMOS管M22、第二十一电阻R21、第一三极管Q1和第二三极管Q2；

第一三极管Q1和第二三极管Q2的基极相连，并连接到所述钳位电路的偏置电压Vb输出节点；第一三极管Q1的发射极连接到第二十一PMOS管M21的栅极和漏极，其节点电压作为第一温度检测输出信号Vin1；第二三极管Q2的发射极连接到第二十二PMOS管M22的栅极和漏极，其节点电压作为第二温度检测输出信号Vin2；第二十一PMOS管M21的源极和第二十二PMOS管M22的源极相连，并连接到电源电压VCC；第二三极管Q2的集电极连接到第二十一电阻R21的上端；第二十一电阻R21的下端连接到第一三极管Q1的集电极，并连接到地电压GND；其中，第二十一PMOS管M21和第二十二PMOS管M22的宽长比相等，第一三极管Q1和第二三极管Q2的基极面积比为1：N；其中，N为任意正整数。

所述宽电压范围比较器电路包括：第三十一PMOS管M31、第三十三PMOS管M33、第三十五PMOS管M35、第三十六PMOS管M36、第三十七PMOS管M37、第三十九PMOS管M39、第三十二NMOS管M32、第三十四NMOS管M34、第三十八NMOS管M38、第三一零NMOS管M310和共模检测电路；

第三十一PMOS管M31的栅极连接到第一温度检测输出信号Vin1，第三十三PMOS管M33的栅极连接到第二温度检测输出信号Vin2；第三十一PMOS管M31的漏极连接到第三十二NMOS管M32的漏极和栅极、第三十四NMOS管M34的栅极以及第三一零NMOS管M310的栅极；第三十三PMOS管M33的漏极连接到第三十四NMOS管M34的漏极和第三十七PMOS管M37的栅极；第三十七PMOS管M37的漏极连接到第三十八NMOS管M38的漏极和栅极，第三十七PMOS管M37的源极连接到第三十九PMOS管M39的栅极和第三十六PMOS管M36的漏极；第三十六PMOS管M36的源极连接到第三十五PMOS管M35的漏极，第三十六PMOS管M36和第三十五PMOS管M35的栅极都连接到共模检测电路的输出控制信号；第三十九PMOS管M39的漏极连接到第三一零NMOS管M310的漏极，并输出比较输出电压Vo1；第三十一PMOS管M31、第三十三PMOS管M33、第三十五PMOS管M35和第三十九PMOS管M39的源极同时连接到电源电压VCC；第三十二NMOS管M32、第三十四NMOS管M34、第三十八NMOS管M38和第三一零NMOS管M310的源极同时连接到地电压GND。

所述共模检测电路可自动检测电源电压和衬底电位产生的共模噪声，并在共模噪声超过一定阈值时改变共模控制信号Vcm_det；

当共模噪声未超过阈值时，共模控制信号Vcm_det为高电平，第三十六PMOS管M36和第三十五PMOS管M35均处于关断状态，第三十九PMOS管M39的栅极受第三十七PMOS管M37的源极控制；当共模噪声超过阈值时，共模控制信号Vcm_det为低电平，第三十六PMOS管M36和第三十五PMOS管M35均处于导通状态，第三十九PMOS管M39进入关闭状态，比较输出电压Vo1将被钳位到低电平，防止共模噪声影响比较器的正常工作；

所述共模检测电路包括：第六十一PMOS管M61、第六十二PMOS管M62和第六十三NMOS管M63；

其中，第六十一PMOS管M61的栅极和漏极相连，并连接到第六十二PMOS管M62的漏极和第六十三NMOS管M63的栅极；第六十二PMOS管M62的栅极和第六十三NMOS管M63的漏极相连，并作为共模检测信号Vcm_det的输出节点；第六十一PMOS管M61和第六十二PMOS管M62的源极连接电源电压VCC，第六十三NMOS管M63的源极连接到地电压GND。

所述输出整形电路包括：第四十一PMOS管M41、第四十三PMOS管M43、第四十五PMOS管M45、第四十六PMOS管M46、第四十九PMOS管M49、第四一一PMOS管M411、第四十二NMOS管M42、第四十四NMOS管M44、第四十七NMOS管M47、第四十八NMOS管M48、第四一零NMOS管M410、第四一二NMOS管M412、第四十一电阻R41、第四十二电阻R42和第四十一电容C41；

其中，四十一PMOS管M41、第四十三PMOS管M43、第四十二NMOS管M42、第四十四NMOS管M44、第四十一电阻R41、第四十二电阻R42和第四十一电容C41组成一个带RC滤波功能的缓冲器；第四十五PMOS管M45、第四十六PMOS管M46、第四十九PMOS管M49、第四十七NMOS管M47、第四十八NMOS管M48、第四一零NMOS管M410组成一个施密特触发器；第四一一PMOS管M411和第四一二NMOS管M412组成一个输出反相器；

所述带RC滤波功能的缓冲器的输入端连接到所述宽电压范围比较器电路的比较输出电压Vo1，带RC滤波功能的缓冲器的输出端连接到施密特触发器的输入端，施密特触发器的输出端连接到输出反相器的输入端，输出反相器的输出端即为温度保护输出信号OTLock。

所述高精度高可靠欠压保护电路包括：电压检测电路、比较器电路、输出整形电路和电源毛刺检测电路；

所述电压检测电路得到电源电压检测输出信号Vin3；所述比较器电路将参考电压信号Vref和电源电压检测输出信号Vin3进行比较，得到第三比较输出信号Vo3；所述输出整形电路将第三比较输出信号Vo3进行处理得到欠压保护输出信号UVLock，UVLock为数字逻辑信号，UVLock将连接到电压检测电路用于控制电源电压检测输出信号Vin3大小，UVLock同时还作为一个控制输入信号输出给错误处理逻辑电路。

进一步的，所述电源毛刺检测电路包括：输入放大电路、施密特触发器和第三级反相器和第四级反相器；

所述输入放大电路输入端连接到第二偏置电压信号Vb2、第三偏置电压信号Vb3、第四偏置电压信号Vb4的输出节点；输入放大电路输出端连接施密特触发器的输入端；施密特触发器输出端连接第三级反相器输入端；第三级反相器输出连接第四级反相器输入端，并同时作为两级输出整形电路的输出信号VC1；第四级反相器输出端作为两级输出整形电路的输出信号VC2；

其中，所述输入放大电路由第一四一PMOS管M141、第一四二PMOS管M142、第一四三NMOS管M143、第一四四PMOS管M144、第一四五NMOS管M145、第一四六PMOS管M146、第一四一电阻R141、第一四一电容C141、第一四二电阻R142、第一四二电容C142组成；所述施密特触发器由第一四七PMOS管M147、第一四八PMOS管M148、第一四九NMOS管M149、第一四一零NMOS管M1410、第一四一一PMOS管M1411、第一四一二NMOS管M1412组成；所述第三级反相器由第一四一三PMOS管M1413、第一四一四NMOS管M1414组成；所述第四级反相器由第一四一五PMOS管M1415、第一四一六NMOS管M1416组成。

本发明的优点是：本发明所提供的驱动电路，一方面，在温度保护电路中采用共模干扰检测电路，避免共模噪声干扰，提高保护精度；另一方面，在过压保护和欠压保护电路中采用电源毛刺检测电路，在异常情况下输出复位信号提前锁定保护信号，提高电路可靠性。

附图说明

图1为一种典型LED车灯驱动芯片及其应用电路。

图2为本发明高精度高可靠LED车灯驱动电路结构图。

图3为本发明电流检测补偿电路结构图。

图4为本发明高精度宽电压范围过温保护电路结构图。

图5为本发明钳位电路的一种实现方式。

图6为本发明温度检测电路的一种实现方式。

图7为本发明宽电压范围比较器电路实现方式。

图8为本发明共模检测电路实现方式及工作波形。

图9为本发明输出整形电路实现方式。

图10为本发明高精度高可靠欠压保护电路结构图。

图11为本发明比较器电路的一种实现方式。

图12为本发明电源毛刺检测电路实现方式。

图13为本发明脉宽调制模块实现方式。

图14为本发明振荡器电路实现方式。

图15为本发明PWM控制电路实现方式。

图16为本发明输出驱动电路实现方式。

具体实施方式

下面结合附图和实例对本发明进行进一步详细的说明。

图2为本发明高精度高可靠LED车灯驱动电路结构图。所述高精度高可靠LED车灯驱动电路包括：偏置模块、误差放大模块、电流检测补偿模块、脉宽调制模块(PWM)、PWM控制模块、驱动模块(Driver)、振荡器模块(OSC)、高精度高可靠欠压保护电路(UVLO)、高精度高可靠过压保护电路(OVLO)、高精度宽电压范围过温保护电路(OTP)和功率开关NMOS管MG；

上述各个电路模块实现的功能如下：

偏置模块，主要为芯片内部其他模块提供参考电压和偏置电压，偏置模块内又分为带隙基准电路和偏置输出电路；带隙基准电路负责产生稳定的电压基准Vref，供偏置输出电路和系统其它模块使用；偏置输出电路产生多个不同的偏置电压，对其它模块进行偏置；

误差放大模块(EA)，用于将Adj引脚输入的调光电压的分压与FB引脚采样到的反馈电压进行比较放大；比较得到的输出再通过脉宽调制模块参与对功率开关NMOS管MG的控制；

电流检测补偿模块，负责把功率开关NMOS管MG输出的电流信号处理成电压信号，然后反馈至脉宽调制模块，通过脉宽调制模块参与控制功率开关的工作状态；

脉宽调制模块(PWM)：此模块由PWM比较器构成，电流检测得到的电压信号经斜坡补偿后将在此处与来自于误差放大器的压差信号进行比较，输出电压信号给PWM控制模块；

PWM控制模块，主要由逻辑门电路构成，它在振荡器给定的时钟下对功率开关NMOS管MG进行逻辑控制，当芯片异常状态时关断功率开关NMOS管MG，当芯片状态正常时将脉宽调制模块的输出信号传递给驱动模块；

驱动模块(Driver)，为功率开关NMOS管MG的前级驱动电路，由多级反向器构成；

振荡器模块(OSC)，产生0.1～10MHz的方波信号作为PWM控制模块的时钟信号，同时输出供电流检测补偿模块使用；

高精度高可靠过压保护电路(OVLO)，实现芯片的过压保护功能，在芯片输出电压过高时，关断功率开关，进而关断反馈环路，直到输出电压降至正常范围；

高精度高可靠欠压保护电路(UVLO)，实现芯片的欠压保护功能，在芯片输入电压太低时，关断功率开关，进而关断反馈环路，直到输入电压达到正常范围；

高精度宽电压范围过温保护电路(OTP)，实现芯片的过温保护功能，当芯片功耗过大或环境温度升高导致芯片温度超出工作温度范围时，关断芯片绝大多数的模块使芯片降温，直至芯片温度降到安全范围。

图2所述高精度高可靠LED车灯驱动电路的工作过程如下：

芯片上电后，偏置模块首先启动，为整个电路提供偏置电压和基准电压，给欠压保护模块提供使能信号。

欠压保护模块根据使能控制启动比较功能，将输入电源电压VIN与模块自身产生的基准电压进行比较，输出控制信号UVLO。若VIN不正常，则进入欠压锁定模式；若VIN正常，则逐步启动其他模块。

过温保护模块输出全局控制信号，当芯片处于过温状态时，直接关断芯片绝大部分模块，使整个电路功耗处于极低水平；而当芯片电源电压和芯片温度正常时，模块的全局控制信号使其他功能模块开启。

如果输出电压过大，芯片则进入过压锁定状态，过压保护模块输出过压信号OVLO，使得误差比较模块和调制控制模块输出固定电平，关断功率开关，直到输出电压降至安全电压后，芯片再次启动比较环路。

当芯片温度大于设定值(通常为80℃)后，温度调节模块OTP开始发挥作用。该模块在误差比较器负相端的基准电压上叠加一个与温度正相关的电压，使得误差放大模块的输出随着温度的升高而以一定的斜率下降，进而减小PWM比较器输出信号的占空比，最终使得输出电压下降，也使流过LED的电流下降。温度调节模块一直检测温度变化，直到芯片温度超出工作范围后，过温保护模块关断芯片。

芯片调光通过改变Adj引脚上的调光控制输入电压来实现。采用模拟电压调光时，在Adj引脚上施以线性变化的电压，使得误差放大模块的输出发生改变，最终使得芯片输出电压随着Adj引脚上的电压增大而增大。采用数字控制调光时，在Adj引脚上施以数字信号，通过调节数字信号的占空比大小，即可使误差放大模块的输出发生改变，最终使得输出电压随着信号占空比的增大而增大。

图3为本发明电流检测补偿电路结构图。该电路包括电流检测模块、斜率补偿模块和求和模块；所述电流检模块，负责把功率开关NMOS管MG输出的电流信号处理成电压信号；所述斜率补偿模块，主要功能是根据OSC信号产生斜坡信号；所述求和模块，用于将斜率补偿模块产生斜坡信号叠加于电流检测模块的输出电压之上，得到电流补偿输出信号CS，并输出到PWM比较器输入端，以起到补偿作用。图3电路中所述电流检测电路，采用通用的电阻检测电流转电压方式即可实现；所述斜率补偿模块可以采用积分电路实现；所述求和模块可以采用模拟求和加法电路实现。

图4是本发明高精度宽电压范围过温保护电路结构图。本发明的电路包括一个钳位电路、温度检测电路、宽电压范围比较器电路和输出整形电路。所述温度检测电路根据钳位电路提供的偏置电压Vb，得到第一温度检测输出信号Vin1和第二温度检测输出信号Vin2；所述宽电压范围比较器电路将第一温度检测输出信号Vin1和第二温度检测输出信号Vin2进行比较，得到比较输出信号Vo1；所述输出整形电路将比较输出信号Vo1进行处理得到温度保护输出信号OTLock，OTLock为数字逻辑信号，OTLock将连接到钳位电路用于控制偏置电压Vb大小，OTLock同时还作为一个控制输入信号输出给错误处理逻辑电路。

当芯片温度正常时，温度保护输出信号OTLock为高电平，OTLock高电平将控制钳位电路产生一个较高的偏置电压Vb_h；温度检测电路根据偏置电压Vb_h和温度信号产生第一温度检测输出信号Vin1和第二温度检测输出信号Vin2；正常情况下宽电压范围比较器电路根据第一温度检测输出信号Vin1和第二温度检测输出信号Vin2得到的比较输出信号Vo1应该为高电平信号；输出整形电路将比较输出信号Vo1进行处理得到温度保护输出信号OTLock也为高电平逻辑信号。

当芯片温度异常时，温度检测电路产生的第一温度检测输出信号Vin1和第二温度检测输出信号Vin2将会出现变化，宽电压范围比较器电路根据第一温度检测输出信号Vin1和第二温度检测输出信号Vin2得到的比较输出信号Vo1变为低电平信号，输出整形电路得到的温度保护输出信号OTLock也改变为低电平逻辑信号，温度保护输出信号OTLock变为低电平，OTLock低电平将控制钳位电路产生一个较低的偏置电压Vb_l，偏置电压Vb_l将会进一步改变第一温度检测输出信号Vin1和第二温度检测输出信号Vin2的大小，使得宽电压范围比较器电路的比较输出信号Vo1进一步锁定为低电平信号。

由于高压栅驱动芯片正常工作时，其电源电压和衬底电位通常存在巨大的波动，产生非常严重的共模噪声。本发明为克服共模噪声的严重影响，一方面采用宽电压范围比较器电路温度检测电路产生的第一温度检测输出信号Vin1和第二温度检测输出信号Vin2进行比较，所述宽电压范围比较器电路可自动检测电源电压和衬底电位产生的共模噪声，并在共模噪声超过一定阈值时自动关闭宽电压范围比较器电路的输出，使得比较输出信号Vo1的有效性不受共模噪声的影响。另一方面，输出整形电路进一步采用RC低通滤波和施密特触发器组合滤波，以滤除高频噪声的影响，从而产生稳定可靠的温度保护输出信号OTLock。

图5为本发明钳位电路的一种实现方式，该电路由第一PMOS管M11、第二NMOS管M12、第三NMOS管M13、第一电阻R11、第二电阻R12和第三电阻R13组成；第一PMOS管M11的源极连接第一电阻R11的上端，并同时连接到电源电压VCC；第一PMOS管M11的栅极连接第二NMOS管M12的栅极，并同时连接到温度保护输出信号OTLock；第一PMOS管M11的漏极连接第二NMOS管M12的漏极，并同时连接到第三NMOS管M13的栅极；第二NMOS管M12的源极连接第三电阻R13的下端和第三NMOS管M13的源极，并同时连接到地电压GND；第三NMOS管M13的漏极同时连接第三电阻R13的上端和第二电阻R12的下端；第二电阻R12的上端和第一电阻R11的下端相连，并作为钳位电路的偏置电压Vb输出节点。

图5为所述的钳位电路中电源电压VCC被分压电阻R11，R12和R13实时分压检测，分压得到的电压值Vb输入温度检测电路，R13电阻值受M13控制，而M13的开和关受OTLock信号控制。当OTLock信号为高电平时，M13的栅极为低，M13处于关闭状态，R13为大电阻，分压得到的电压值Vb为较高的偏置电压Vb_h；当OTLock信号为低电平时，M13的栅极为高，M13处于导通状态，R13被M13短路为很小电阻，此时分压得到的电压值Vb为较低的偏置电压Vb_l。

图6为本发明温度检测电路的一种实现方式，该电路由第二十一PMOS管M21、第二十二PMOS管M22、第二十一电阻R21、第一三极管Q1和第二三极管Q2组成；第一三极管Q1和第二三极管Q2的基极相连，并连接到所述钳位电路的偏置电压Vb输出节点；第一三极管Q1的发射极连接到第二十一PMOS管M21的栅极和漏极，其节点电压作为第一温度检测输出信号Vin1；第二三极管Q2的发射极连接到第二十二PMOS管M22的栅极和漏极，其节点电压作为第二温度检测输出信号Vin2；第二十一PMOS管M21的源极和第二十二PMOS管M22的源极相连，并连接到电源电压VCC；第二三极管Q2的集电极连接到第二十一电阻R21的上端；第二十一电阻R21的下端连接到第一三极管Q1的集电极，并连接到地电压GND；其中，第二十一PMOS管M21和第二十二PMOS管M22的宽长比相等，第一三极管Q1和第二三极管Q2的基极面积比为1：N(N为正整数)。

图6所述电路，温度检测的采用的原理为三极管Vbe结电压具有负温度系数特性，并且不同电流密度的Vbe结的负温度系数不同，因此在相同的偏置电压条件下，不同电流密度的两个Vbe结上产生的电压随温度变化会产生一个电压差，并且该电压差随温度变化成线性增大关系。图4中第一三极管Q1和第二三极管Q2的基极面积比为1：N，二者各自发射极输出电压第一温度检测输出信号Vin1和第二温度检测输出信号Vin2将会产生一个随温度线性变化的压差Vt＝Vin1-Vin2。通过调整电阻R21的大小，当温度较低时，设置Vt为小于0的一个负值；则温度升高时，由于第二三极管Q2的基极面积更大，第二温度检测输出信号Vin2值将会以更快的速度降低，压差Vt将会随温度升高而升高；当温度超过一定值时，Vt将会由负电压转为正电压，此时所述宽电压范围比较器电路的比较输出电压Vo1将发生变化，输出电压Vo1产生一个由高到低的变化。当第一三极管Q1和第二三极管Q2的基极电压Vb降低时，压差Vt将会进一步增大，从而锁定比较输出电压Vo1。

图7为本发明宽电压范围比较器电路实现方式，该电路由第三十一PMOS管M31、第三十三PMOS管M33、第三十五PMOS管M35、第三十六PMOS管M36、第三十七PMOS管M37、第三十九PMOS管M39、第三十二NMOS管M32、第三十四NMOS管M34、第三十八NMOS管M38、第三一零NMOS管M310和共模检测电路构成；第三十一PMOS管M31的栅极连接到第一温度检测输出信号Vin1，第三十三PMOS管M33的栅极连接到第二温度检测输出信号Vin2；第三十一PMOS管M31的漏极连接到第三十二NMOS管M32的漏极和栅极、第三十四NMOS管M34的栅极以及第三一零NMOS管M310的栅极；第三十三PMOS管M33的漏极连接到第三十四NMOS管M34的漏极和第三十七PMOS管M37的栅极；第三十七PMOS管M37的漏极连接到第三十八NMOS管M38的漏极和栅极，第三十七PMOS管M37的源极连接到第三十九PMOS管M39的栅极和第三十六PMOS管M36的漏极；第三十六PMOS管M36的源极连接到第三十五PMOS管M35的漏极，第三十六PMOS管M36和第三十五PMOS管M35的栅极都连接到共模检测电路的输出控制信号；第三十九PMOS管M39的漏极连接到第三一零NMOS管M310的漏极，并输出比较输出电压Vo1；第三十一PMOS管M31、第三十三PMOS管M33、第三十五PMOS管M35和第三十九PMOS管M39的源极同时连接到电源电压VCC；第三十二NMOS管M32、第三十四NMOS管M34、第三十八NMOS管M38和第三一零NMOS管M310的源极同时连接到地电压GND。

由于驱动电路电源电压和衬底电位存在巨大的波动，产生非常严重的共模噪声。为克服该噪声的影响，本发明图7中设置了共模检测电路在共模噪声超过一定阈值时锁定电路有效输出，防止噪声影响正常输出。图7所述电路中，第三十六PMOS管M36和第三十五PMOS管M35的栅极控制信号为相同的共模控制信号Vcm_det，所述共模检测电路可自动检测电源电压和衬底电位产生的共模噪声，并在共模噪声超过一定阈值时改变共模控制信号Vcm_det。当共模噪声幅度和影响有限，未超过阈值时，共模控制信号Vcm_det为高电平，第三十六PMOS管M36和第三十五PMOS管M35均处于关断状态，第三十九PMOS管M39的栅极受第三十七PMOS管M37的源极控制；当共模噪声幅度异常，超过阈值时，共模控制信号Vcm_det为低电平，第三十六PMOS管M36和第三十五PMOS管M35均处于导通状态，第三十九PMOS管M39的栅被拉高并进入关闭状态，比较输出电压Vo1将被钳位到低电平，防止共模噪声影响比较器的正常工作。图7中比较器电路中采用的各单级放大电路的负载电阻均采用有源二极管实现，因此可以工作在很宽的电源电压条件，从而进一步扩展了电路的适用电压条件。

图8为本发明共模检测电路实现方式及工作波形。所述共模检测电路用于检测电源和衬底噪声，并在噪声大于一定阈值时改变共模检测信号Vcm_det的大小，以控制第三十六PMOS管M36和第三十五PMOS管M35的开启和关闭。所述共模检测电路由第六十一PMOS管M61、第六十二PMOS管M62和第六十三NMOS管M63构成；其中，第六十一PMOS管M61的栅极和漏极相连，并连接到第六十二PMOS管M62的漏极和第六十三NMOS管M63的栅极；第六十二PMOS管M62的栅极和第六十三NMOS管M63的漏极相连，并作为共模检测信号Vcm_det的输出节点；第六十一PMOS管M61和第六十二PMOS管M62的源极连接电源电压VCC，第六十三NMOS管M63的源极连接到地电压GND。

图8中还给出了所述共模检测电路的工作波形示意图，SW需要在0和VCC之间摆动，由于电容自举充电也需要一定的充电时间，这势必导VCC相对SW存在一定的延时，在延时区间内电源和地之间的压差不严格等于VDD，相当于电源共模噪声，该噪声幅度足够大时势必影响电路功能，产生比较器的误触发。如图8右侧所述波形，在SW稳定时，VCC和GND电压处于稳定状态，M61导通，M63导通，Vcm_det将会被M63拉低到GND，处于低电平；当SW由0向高压切换时，GND电压同步向高压切换，但是VCC存在一定延时，产生一定的延时区间，M63的栅极电压不足以让M63导通，M63将关闭，在寄生电容的作用下Vcm_det将会受GND影响产生一个尖峰高脉冲，直到M63重新导通，Vcm_det将会被M63拉低到GND。Vcm_det将会受GND影响产生的尖峰高脉冲，将会控制第三十六PMOS管M36和第三十五PMOS管M35的开启和关闭，起到保护功能。

图9为本发明输出整形电路实现方式，包括第四十一PMOS管M41、第四十三PMOS管M43、第四十五PMOS管M45、第四十六PMOS管M46、第四十九PMOS管M49、第四一一PMOS管M411、第四十二NMOS管M42、第四十四NMOS管M44、第四十七NMOS管M47、第四十八NMOS管M48、第四一零NMOS管M410、第四一二NMOS管M412、第四十一电阻R41、第四十二电阻R42和第四十一电容C41构成；

其中，四十一PMOS管M41、第四十三PMOS管M43、第四十二NMOS管M42、第四十四NMOS管M44、第四十一电阻R41、第四十二电阻R42和第四十一电容C41组成一个带RC滤波功能的缓冲器；第四十五PMOS管M45、第四十六PMOS管M46、第四十九PMOS管M49、第四十七NMOS管M47、第四十八NMOS管M48、第四一零NMOS管M410组成一个施密特触发器；第四一一PMOS管M411和第四一二NMOS管M412组成一个输出反相器；所述带RC滤波功能的缓冲器的输入端连接到所述宽电压范围比较器电路的比较输出电压Vo1，带RC滤波功能的缓冲器的输出端连接到施密特触发器的输入端，施密特触发器的输出端连接到输出反相器的输入端，输出反相器的输出端即为温度保护输出信号OTLock。

所述带RC滤波功能的缓冲器内部电路连接关系为：四十一PMOS管M41和第四十二NMOS管M42的栅极同时连接到所述宽电压范围比较器电路的比较输出电压Vo1，四十一PMOS管M41和第四十二NMOS管M42的漏极同时连接到第四十三PMOS管M43和第四十四NMOS管M44的栅极，第四十三PMOS管M43的漏极连接到第四十一电阻R41的上端，第四十一电阻R41的下端连接到第四十二电阻R42的上端、第四十一电容C41的上端和施密特触发器的输入端，第四十二电阻R42的下端连接到第四十四NMOS管M44的漏极，四十一PMOS管M41和第四十三PMOS管M43的同时源极连接到电源电压VCC，第四十二NMOS管M42和第四十四NMOS管M44的源极以及第四十一电容C41的下端同时连接到地电压GND。

图9所述的本发明输出整形电路，一方面是提供一个标准的数字逻辑信号，将比较输出电压Vo1转为标准的数字逻辑信号温度保护输出信号OTLock；另外一方面是滤除共模噪声和温度波动引起的高频干扰影响。输出整形电路采用RC低通滤波和施密特触发器组合滤波，保持了一定的迟滞量是为了有效的防止温度的热震荡，防止在某个温度点工作时，频繁的开启和关断系统，对系统造成不利影响。

图10是本发明高精度高可靠欠压保护电路结构图。本发明的电路包括：电压检测电路、比较器电路、输出整形电路和电源毛刺检测电路。所述电压检测电路得到电源电压检测输出信号Vin3；所述比较器电路将参考电压信号Vref和电源电压检测输出信号Vin3进行比较，得到第三比较输出信号Vo3；所述输出整形电路将第三比较输出信号Vo3进行处理得到欠压保护输出信号UVLock，UVLock为数字逻辑信号，UVLock将连接到电压检测电路用于控制电源电压检测输出信号Vin3大小，UVLock同时还作为一个控制输入信号输出给错误处理逻辑电路。

当芯片电源电压正常时，欠压保护输出信号UVLock为低电平，UVLock低电平将控制电压检测电路产生一个较高的电源电压检测输出信号Vin3_h；正常情况下比较器电路根据参考电压Vref和电源电压检测输出信号Vin得到的输出信号Vo3应该为高电平信号；输出整形电路将Vo3进行处理得到欠压保护输出信号UVLock为低电平逻辑信号。当芯片电源电压异常时，电压检测电路检测到的电源电压检测输出信号Vin3将会出现变化，产生一个较低的电源电压检测输出信号Vin3_l；比较器电路根据参考电压Vref和电源电压检测输出信号Vin3得到的输出信号Vo3变为低电平信号，输出整形电路得到的欠压保护输出信号UVLock改变为高电平逻辑信号，UVLock高电平将控制电压检测电路产生一个较低的电源电压检测输出信号Vin3，电压Vin将会使得比较器电路的比较输出信号Vo3进一步锁定为高电平信号。

由于供电电源模块或电网出现异常时可能会导致电源电压不足，严重影响高压集成电路正常工作。本发明为克服电源欠压所造成的严重影响，一方面采用带复位功能的两级比较器电路，当电源毛刺检测电路输出的复位信号VC1和VC2有效时，会协同锁定比较器输出信号Vo3，进一步锁定欠压保护信号UVLock；另一方面，输出整形电路采用RC低通滤波和施密特触发器组合滤波，以滤除高频噪声的影响，保持了一定的迟滞量，从而产生稳定可靠的欠压保护输出信号UVLock。

本发明电压检测电路的具体实现方式可以采用图5所示的电路结构，在此不再描述。本发明过压保护电路实现，采用和图10所示高精度高可靠欠压保护电路结构图相同的结构，差异在于比较器输入端参考电平设置不一样。

图11为本发明比较器电路的一种实现方式，该电路由第一二一PMOS管M121、第一二二NMOS管M122、第一二三PMOS管M123、第一二四PMOS管M124、第一二五NMOS管M125、第一二六PMOS管M126、第一二七PMOS管M127、第一二八PMOS管M128、第一二九NMOS管M129、第二一零NMOS管M1210、第一二一一NMOS管M1211、第一二一二NMOS管M1212、第一二一三PMOS管M1213、第一二一四NMOS管M1214、第一二一电阻R121、第一二一电容C121组成。

所述比较器电路是由带复位功能的第一级比较器和第二级共源放大器组成。第一二六PMOS管M126、第一二七PMOS管M127、第一二八PMOS管M128、第一二九NMOS管M129、第一二一零NMOS管M1210、第一二一一NMOS管M1211、第一二一二NMOS管M1212构成的带复位功能的第一级比较器和第一二一三PMOS管M1213、第一二一四NMOS管M1214的第二级共源放大器组成。当电源毛刺检测电路输出信号VC1为高电平，VC2为低电平时，比较器电路正常工作：若Vin3大于参考电压Vref，则第一级比较器电路输出为低电平，Vo3为高电平；若输入电压Vin小于参考电压Vref，即欠压状态，则第一级比较器电路输出为高电平，Vo3为低电平。当电源毛刺检测电路输出信号VC1为低电平，VC2为高电平时，第一级比较器电路单端输出信号被拉低为低电平，第二级放大器输出Vo3被锁定为高电平。

图12为本发明电源毛刺检测电路的一种实现方式，该电路由第一四一PMOS管M141、第一四二PMOS管M142、第一四三NMOS管M143、第一四四PMOS管M144、第一四五NMOS管M145、第一四六PMOS管M146、第一四七PMOS管M147、第一四八PMOS管M148、第一四九NMOS管M149、第一四一零NMOS管M1410、第一四一一PMOS管M1411、第一四一二NMOS管M1412、第一四一三PMOS管M1413、第一四一四NMOS管M1414、第一四一五PMOS管M1415、第一四一六NMOS管M1416、第一四一电阻R141、第一四一电容C141、第一四二电阻R142、第一四二电容C142构成；

第一四一PMOS管M141的栅极连接到第二偏置电压信号Vb2的输出节点；第一四一PMOS管M141的源极连接电源电压VDD；第一四一PMOS管M141的漏极连接第一四二PMOS管M142的源极；

第一四二PMOS管M142的栅极连接到第三偏置电压信号Vb3的输出节点；第一四二PMOS管M142的漏极连接到第一四三NMOS管M143的漏极和栅极、第一四五NMOS管M145的栅极；第一四三NMOS管M143的源极连接到第一四五NMOS管M145的源极、第一四二电阻R142的下端、第一四二电容C142下端、第一四一零NMOS管M1410的源极、第一四一一PMOS管M1411的源极、第一四一四NMOS管M1414的源极、第一四一六NMOS管M1416的源极，并同时连接到地电压GND；

第一四四PMOS管M144的栅极连接到第一四偏置电压信号Vb4的输出节点；第一四四PMOS管M144的源极连接第一四一电阻R141的下端、第一四一电容C141的下端、第一四六PMOS管M146的栅极；第一四四PMOS管M144的漏极连接第一四五NMOS管M145的漏极；

第一四六PMOS管M146的源极连接到第一四一电阻R141的上端、第一四一电容C141的上端、第一四七PMOS管M147的源极、第一四一二NMOS管M1412的源极、第一四一三PMOS管M1413的源极、第一四一五PMOS管M1415的源极，并同时连接到电源电压VCC；

第一四六PMOS管M146的漏极连接到第一四二电阻R142的上端、第一四二电容C142上端、第一四七PMOS管M147的栅极、第一四八PMOS管M148的栅极、第一四九NMOS管M149的栅极、第一四一零NMOS管M1410的栅极；

第一四七PMOS管M147的漏极连接第一四八PMOS管M48的源极、第一四一一PMOS管M1411的漏极；

第一四八PMOS管M148的漏极连接第一四九NMOS管M149的漏极、第一四一一PMOS管M1411的栅极、第一四一二NMOS管M1412的栅极、第一四一三PMOS管M1413的栅极、第一四一四NMOS管M1414的栅极；

第一四九NMOS管M149的源极连接第一四一零NMOS管M1410的漏极、第一四一二NMOS管M1412的漏极；

第一四一三PMOS管M1413的漏极连接到第一四一四NMOS管M1414的漏极、第一四一五PMOS管M1415的栅极、第一四一六NMOS管M1416的栅极，并作为电源毛刺检测电路的控制信号VC1的输出节点。

第一四一五PMOS管M1415的漏极和第一四一六NMOS管M1416的漏极相连，并作为电源毛刺检测电路的控制信号VC2的输出节点。

图12所述电源毛刺检测电路由输入放大电路、施密特触发器和第三级反相器和第四级反相器构成。其中，输入放大电路由第一四一PMOS管M141、第一四二PMOS管M142、第一四三NMOS管M143、第一四四PMOS管M144、第一四五NMOS管M145、第一四六PMOS管M146、第一四一电阻R141、第一四一电容C141、第一四二电阻R142、第一四二电容C142组成；施密特触发器由第一四七PMOS管M147、第一四八PMOS管M148、第一四九NMOS管M149、第一四一零NMOS管M1410、第一四一一PMOS管M1411、第一四一二NMOS管M1412组成；第三级反相器由第一四一三PMOS管M1413、第一四一四NMOS管M1414组成；第四级反相器由第一四一五PMOS管M1415、第一四一六NMOS管M1416组成；

所述输入放大电路输入端连接到第二偏置电压信号Vb2、第三偏置电压信号Vb3、第四偏置电压信号Vb4的输出节点；输入放大电路输出端连接施密特触发器的输入端；施密特触发器输出端连接第三级反相器输入端；第三级反相器输出连接第四级反相器输入端，并同时作为两级输出整形电路的输出信号VC1；第四级反相器输出端作为两级输出整形电路的输出信号VC2；

图12所述电源毛刺检测电路中输入放大电路由两级放大电路组成，第一级是由第一四四PMOS管M144和第一四五NMOS管M145构成的共源共栅放大电路，第二级是由第一四六PMOS管M146构成的共源放大电路，用于放大电源电压VDD的波动信号。该电路中第一四一电阻R141、第一四一电容C141、第一四二电阻R142、第一四十二电容C142主要用于滤除高频干扰。当电源电压VDD出现毛刺或快速波动，该信号会通过两级输入放大器放大后，再经施密特触发器、第三级反相器和第四级反相器整形转换为数字逻辑信号VC1和VC2，用于控制并协助所述电压检测电路、比较器电路和两级输出整形电路产生更可靠的欠压保护信号。

图13为本发明脉宽调制模块实现方式，具体采用比较器电路实现，比较器电路由三级构成：即输入预放大级、判断级(或正反馈级)和输出缓冲级，预放大级采用有源负载的差分放大器来实现的，其放大倍数不用很大，用来进行输入信号的放大以提高比较器的敏感度，并把比较器的输入信号与来自正反馈级的开关噪声隔离开。判断级用来将预放大级的信号进一步放大，为比较器的核心部分，电路中通过把N8与N9的栅级交叉互连，实现正反馈，以具备能够分辨非常小信号的能力并提高此级电路的增益。输出缓冲级是一个自偏置的差分放大器，它的输入是一对差分信号，用来把判断级的输出信号化成逻辑电平(0V或5V)。

图13所述电路中，V+为EA信号输入端，V-为三角波载波信号输入端，当V+大于V-时，N6中的电流增大，N7中的电流减小，导致流过N8的电流增大，而流过N11的电流减小，b点电压降低，输出端的输出电平变低，再经过后面的数字部分整形成高电平信号，即比较器的输出V

图14为本发明振荡器电路实现方式。振荡器用来产生周期信号，在本发明中被用于产生时钟信号，属于RC振荡器。通过对电容进行循环充放电得到振荡的输出信号，其结构简单、起振容易、振荡稳定。其工作原理为：当开关SW1闭合、SW2断开时，电流源I1对电容C进行充电，电容电压VC逐渐升高；当VC高于阈值电压VH时，控制电路使SW1断开、SW2闭合，C通过电流源I2进行放电，VC逐渐降低；当VC低于阈值电压VL时，控制电路又使SW1闭合、SW2断开，I2再次对C充电，形成循环。如此，电容C上即可输出连续不断的振荡锯齿波。

图15为本发明PWM控制电路实现方式。该电路由组合逻辑门构成，作用在于综合芯片状态监测信号，对电路是否正常做出判断，当芯片异常时关断数据输出。该电路实现的控制过程如下：当电路发生过压OVlock、过温OTlock或者电源电压欠压UVlock时，PWM控制电路输出低电平信号，指示电路发生异常；当解除过流及过温警报、电源恢复正常工作电压时，错误逻辑电路立即输出高电平信号，指示电路工作正常。

图16为本发明输出驱动模块的一种实现方式。图中NOR1、INV1、INV2、INV3与NAND1、INV4、INV5、INV6交叉耦合链接，并且输出信号反馈回来，形成交叉耦合结构，在M181和M182栅信号之间产生一定的死区时间。输入的信号Dout分成两路，经过或非门NOR1和反相器链INV1-INV3后，得到A点的信号VA相对输入信号Dout产生上升沿延迟td11和下降沿延迟td12。随后，A点的信号VA和输入信号Dout通过与非门NAND1进行逻辑运算，在通过反相器链INV4-INV6后，得到B点的信号VB相对输入信号IN产生上升沿延迟td21和下降沿延迟td22。A点信号VA用于驱动M181，B点信号VB用于驱动M182，这样VA和VB存在死区时间TD，避免M181和M182发生同时导通产生短路电流。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。