一种无线通信用Doherty功率放大器

技术领域

本发明涉及无线通信领域，特别是一种无线通信用Doherty功率放大器。

背景技术

5G通信步伐的加快与近年来的激烈竞争，已经激发了人们对低成本和高性能的射频功率放大器前所未有的兴趣。在无线通讯系统的收发机中，如何有效地放大高峰均比信号已日益成为关注的重点。现有技术通常采用电源调制技术，或者具有传统Doherty结构的功率放大器进行高峰均比信号的放大。

传统无线通信用Doherty功率放大器的结构是使用两路功率放大器，如图1所示，一路工作在AB类，作为主功放，另一路工作在B类或C类，作为辅助功放。输入端为威尔金森二等功分器。当输入信号功率较小时，主功放打开并输出信号，而辅助功放关闭，增大负载以减小电源消耗的功耗；当输入信号功率逐渐增大时，达到辅助功放的阈值电压，也进入工作状态，负载减小，提高输出功率。使用此方案可以在功率回退下提高效率，即可以提高功率放大器的平均效率。

但是传统的无线通信用Doherty功率放大器中，主功放输出端有一条λ/4阻抗变换线起到负载调制作用。但λ/4微带线对频率的选择会极大限制Doherty功放的带宽，使其只能工作在较窄的频段内，想要在全频段内都实现从2Zopt向Zopt的逐步变化是无法做到的，并且其在辅功放的输入端有一根用于相位补偿的offset线，但补偿线无法在全频段内都满足相位补偿，随频率偏移中心点，补偿线电长度会发生相应变化，会造成阻抗变化，影响阻抗匹配，使得功率放大器不能匹配到最佳负载上。

发明内容

本申请提供了一种无线通信用Doherty功率放大器，通过微带级级联进，采用阶跃式的输入和输出匹配方式减小阻抗变换，从而扩展无线通信用Doherty功率放大器的带宽。

为了实现上述目的，本申请采用的技术方案是，提供一种无线通信用Doherty功率放大器，包括：功率分配模块，主放大电路模块，辅助放大电路模块，以及负载调制网络模块；

功率分配模块用于将输入信号分配为预定相位差的多路信号，并分别输出到主放大电路模块和辅助放大电路模块；主放大电路模块包括主功率放大器，主输入匹配网络以及主输出匹配网络，用于对输入的主放大电路信号进行功率放大得到主放大信号；辅助放大电路模块包括辅助功率放大器，辅助输入匹配网络以及辅助输出匹配网络，用于对输入的辅助放大电路信号进行功率放大得到辅助放大信号；负载调制模块用于对由所述主放大信号以及所述辅助放大信号合成得到的合成信号进行负载调制；主输入匹配网络以及辅助输入匹配网络通过多级微带线级联进行阶跃式匹配。

本申请的有益效果是，提供的无线通信用Doherty功率放大器，通过微带级级联进，采用阶跃式的输入和输出匹配方式减小阻抗变换，从而扩展无线通信用Doherty功率放大器的带宽，实现全频段内补偿线满足相位补偿。

附图说明

图1是现有技术中的无线通信用Doherty功率放大器电路结构示意图；

图2是四分之一波长微带线示意图；

图3是本申请一种无线通信用Doherty功率放大器的一个具体实施方式结构示意图；

图4是本申请所采用的T型结构示意图；

图5是本申请一种无线通信用Doherty功率放大器的一个具体实施例结构示意图；

图6是本申请一种无线通信用Doherty功率放大器的一个具体实施例结构示意图；

图7是本申请一种无线通信用Doherty功率放大器的一个具体实例电路结构示意图。

图中的各部件标记如下:

T1-第一调制微带线，T2-第二调制微带线，T3-第三调制微带线，T4-第四调制微带线，T5-第五调制微带线，T6-第六调制微带线，T7-第七调制微带线，T8-第八调制微带线，T9-第九调制微带线，T10-第十调制微带线，T11-第十一调制微带线，T12-第十二调制微带线，T13-第十三调制微带线，T14-第十四调制微带线，T15-第一连接微带线，T16-第二连接微带线，T17-第三连接微带线，T18-第四连接微带线，TO1-第一调制微带线，TO2-第二调制微带线，TO3-第三调制微带线，TO4-第四调制微带线，TO5-第五调制微带线，C1-第一匹配电容，C2-第二匹配电容，C3-第三匹配电容，C4-第四匹配电容，C5-第五匹配电容，C6-第六匹配电容，C7-第一稳压电容，C8-第二稳压电容，C7-第三稳压电容，C6-第四稳压电容，R1-第一匹配电阻，R2-第二匹配电阻，R3-第一连接电阻，R4-第二连接电阻。

具体实施方式

下面结合附图对本发明较佳实施例进行详细阐述，以使本发明的优点和特征更易于被本领域技术人员理解，从而对本发明的保护范围做出更为清楚的界定。

需要说明的是，在本文中，诸如第一第二等之类的关系属于仅仅用来将一个实体或操作与另外一个实体或操作区分开来，而不一定要求或暗示这些实际操作之间存在任何这种实际的关系或顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包含一系列要素的过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括......”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

现有技术的Doherty功率放大器有一个较大缺点：带宽问题。诸多因素会影响Doherty功放的带宽：(1)在辅功放的输入端有一根用于相位补偿的offset线，但补偿线无法在全频段内都满足相位补偿，随频率偏移中心点，补偿线电长度会发生相应变化，使得功率放大器不能匹配到最佳负载上。(2)传统Doherty功放中，主功放输出端有一条λ/4阻抗变换线起到负载调制作用。但λ/4微带线对频率的选择会极大限制Doherty功放的带宽，使其只能工作在较窄的频段内，想要在全频段内都实现从2Zopt向Zopt的逐步变化是无法做到的。

传统Doherty功放结构中的λ/4阻抗变换线作为负载调制网络时，

其输入端的阻抗值为：

根据微带线的相对带宽公式：

定义微带线输入端口阻抗Zin与输出端口的阻抗ZL的比值为阻抗变换比：

其中Γ为电路中最大能接受的反射系数。由上述公式可以看出，微带线的相对带宽可由阻抗变换比来控制，因此可以通过降低r，即减小阻抗转换比值实现拓展带宽的要求。

并且，匹配网络的3dB带宽可由其中心频率和品质因子来表示：

其中：BW＝fH–fL(带宽等于高频减低频)，

f0＝√fH*fL(中心频率的平方等于高频与低频之积)；

在高阶匹配网络中，某一节阻抗值为：Zn＝Rn+jXn(电抗)；

其品质因子是用节点因子Qn中最大值来估算的，

因此可以通过降低匹配网络的Q值来提高拓展Doherty功率放大器的带宽。

此外，在传统的Doherty结构中，四分之一波长阻抗变换线仅有阻抗一个自由度(即匹配网络的器件，如电感，电容，电阻，微带线的数量)，如图2所示，其用作负载调制使得在设计匹配电路时具有很大的限制，因此可以通过扩展负载调制网络自由度来拓展Doherty功率放大器的带宽

图3示出了本申请一种无线通信用Doherty功率放大器的一个具体实施方式示意图。

在图3示出的具体实施方式中，本申请无线通信用Doherty功率放大器包括功率分配模块，主放大电路模块，辅助放大电路模块以及负载调制网络模块。

功率分配模块用于将输入信号分配为预定相位差的多路信号，并分别输出到主放大电路模块和辅助放大电路模块；主放大电路模块包括主功率放大器，主输入匹配网络以及主输出匹配网络，用于对输入的主放大电路信号进行功率放大得到主放大信号；辅助放大电路模块包括辅助功率放大器，辅助输入匹配网络以及辅助输出匹配网络，用于对输入的辅助放大电路信号进行功率放大得到辅助放大信号；负载调制模块用于对由主放大信号以及辅助放大信号合成得到的合成信号进行负载调制。

主输入匹配网络、以及辅助输入匹配网络通过多级微带线级联进行阶跃式匹配。

本申请通过多级微带线级联进行阶跃式匹配能够减小阻抗变换比，降低Q值，从而扩展无线通信用Doherty功率放大器的带宽，实现全频段内补偿线满足相位补偿。

在本申请的一个具体实例中，上述功率分配模块采用功分比为1:1的等功率分配器。

在本申请的一个具体实施例中，负载调制模块包括由多个微带线组成的倒T型结构。

相对于四分之一波长阻抗变换线仅有阻抗一个自由度，将负载调制网络设计为采用T型结构，能够将一个自由变量扩展为四个自由变量，如图4所示，

根据ABCD矩阵的级联特性表征：

则该网络的输入阻抗可表示为：

由上述公式可知，当ZM,BO，ZM,SAT，ZMT,BO和ZMT,SAT确定时，倒T结构的各个参数都可以计算出来，由此就能确定该结构的四个自由分类Z1，θ1，Z2和θ2。

四个自由分类变量能够使无线通信用Doherty功率放大器的电路设计更加灵活，调节范围更大，从而实现无线通信用Doherty功率放大器所需要的带宽。

在本申请的一个具体实施例中，基于于GaN HEMT射频晶体管进行设计，其性能参数如下：

工作频率：2.8-3.8GHz；

饱和输出功率：42.8–44.2dBm；

饱和漏极效率：62–68％；

回退漏极效率@6dB：38–43％。

在本申请的一个具体实施例中，根据功率放大器一般的工作模式为AB类模式，选取主功率放大器的静态工作点，参照晶体管的datasheet，可选取主功放的漏极电压VDS为28V，对应的静态漏极电流IDS为0.235mA，其栅极电压VGS可选择为-2.7V。但需要注意的是，辅功放是工作在C类，在选择静态工作点时，需要考虑栅极偏置电压是不一样的，因此对晶体管进行Source-pull和Load-pull时的参数设置也是不同的，对应的晶体管输入输出最佳阻抗值也会有所差异。

在本申请的一个具体实施例中，如图7所示，主输入匹配网络包括依次串联连接的第一匹配微带线T1、第一匹配电容C1、第二匹配微带线T2、第二匹配电容C2和第一匹配电阻R1组成的RC并联电路、第三匹配微带线T3、以及第四匹配微带线T4；

辅助输入匹配网络包括串联连接的第八匹配微带线T8、第四匹配电容C4、第九匹配微带线T9、第五匹配电容C5和第二匹配电阻R2组成的RC并联电路、第十匹配微带线T10、以及第十一匹配微带线T11。

第一匹配微带线T1、第一匹配电容C1、第二匹配微带线T2、第二匹配电容C2和第一匹配电阻R1组成的RC并联电路、第三匹配微带线T3、以及第四匹配微带线T4组成的多级微带级联，能够减小主放大电路的阻抗变换比，降低Q值，从而拓展无线通信用Doherty功率放大器的带宽，实现全频段内补偿线满足相位补偿。

第八匹配微带线T8、第四匹配电容C4、第九匹配微带线T9、第五匹配电容C5和第二匹配电阻R2组成的RC并联电路、第十匹配微带线T10、以及第十一匹配微带线T11，组成的多级微带级联，能够减小主功率放大器的阻抗变换比，降低Q值，从而拓展无线通信用Doherty功率放大器的带宽，实现全频段内补偿线满足相位补偿。

其中RC电路中的第一匹配电阻R1和第二匹配电阻R2能够滤除主功率放大器和辅助功率放大器输入回路中的噪声。

在本申请的一个具体实施例中，如图7所示，主输出匹配网络包括串联连接的第五匹配微带线T5、第六匹配微带线T6、第七匹配微带线T7以及第三匹配电容C3；

主输出匹配网络包括串联连接的第十二匹配微带线T12、第十三匹配微带线T13、第十四匹配微带线T14以及第匹配六电容C6。

在本申请的一个具体实施例中，如图7所示，倒T型结构包括依次串联连接的第一调制微带线TO1、第二调制微带线TO2、第三调制微带线TO3、第四调制微带线TO4以及第五调制微带线TO5，第二调制微带线TO2与第三调制微带线TO2为开路短截线。

在本具体实施例倒T结构中的第一调制微带线TO1,第二调制微带线TO2,第三调制微带线TO3,以及第四调制微带线TO4提供的四个自由度，能够使无线通信用Doherty功率放大器的电路设计更加灵活，调节范围更大，从而实现无线通信用Doherty功率放大器所需要的带宽。

在本申请的一个具体实施例中，本申请的无线通信用Doherty功率放大器还包括阻抗平衡模块如图5和图7所示，上述阻抗平衡模块包括连接主输出匹配网络和负载调制模块的第一连接微带线T15，以及连接辅助输出匹配网络和负载调制模块的第二连接微带线T16。

阻抗平衡模块能够平衡主功率放大器和辅助功率放大器输出上的阻抗。

在本申请的一个具体实施例中，本申请的无线通信用Doherty功率放大器还包括电源电路模块如图6和图7所示，所示，电源电路模块包括第三连接微带线T17、第四连接微带线18、第一稳压电容C7以及第二稳压电容C8，直流电源通过第三连接微带线T17连接主放大电路模块，第一稳压电容C7与第三连接微带线T17在靠近电源端并联后接地，直流电源通过第四连接微带线T18连接辅助放大电路模块，第二稳压电容C8与第四连接微带线T18在靠近电源端并联后接地。

直流电源为主放大电路模块和辅助放大电路模块提供电源，其中由于直流电源端的供电存在纹波，因此需在靠近电源端的线路上并联较大电容就能够来滤除纹波。

在本申请的一个具体实施例中，本申请的无线通信用Doherty功率放大器还包括偏置电路模块如图6所示，偏置电路模块包括第一连接电阻R3、第二连接电阻R4、第三稳压电容C9以及第四稳压电容C10，直流偏置电压Vgs通过第一连接电阻R3用于连接主放大电路模块，第三稳压电容C9与第一连接电阻R3在靠近电源端并联后接地，直流偏置电压Vgs通过第二连接电阻R4连接辅助放大电路模块，第四电容C10与第二连接电阻R4在靠近电源端并联后接地。

设置偏置电路模块以为主放大电路模块和辅助放大电路模块太公偏置电压，其中在靠近电压端的上并联较大电容就能够用来滤除直流偏置电压存在的纹波。

在本申请的一个具体实施例中，主功率放大器包括第一MOS管，辅助功率放大器包括第二MOS管，第一MOS管与第二MOS管为结构类型相同的MOS管。

在本申请的一个具体实施例中，第一MOS管的栅极与主输入匹配网络连接，第一MOS管的漏极与主输出匹配网络连接，第一MOS管的源极接地；

第二MOS管的栅极与主输入匹配网络连接，第二MOS管的漏极与主输出匹配网络连接，第二MOS管的源极接地。

优选的，本申请无线通信用Doherty功率放大器包括功率分配模块，主放大电路模块，辅助放大电路模块，负载调制网络模块，阻抗平衡模块，电源电路模块以及偏置电路模块，其中，主放大电路模块的主输入匹配网络，以及辅助放大电路模块的所述辅助输入匹配网络通过多级微带线级联进行阶跃式匹配，并且负载调制模块包括由多个微带线组成的倒T型结构，具体电路结构如图7所示，功率分配模块采用功分比为1:1的等功率分配器，选取主功率放大器的静态工作点，参照晶体管的datasheet，选取主功放的漏极电压VDS为28V，对应的静态漏极电流IDS为0.235mA，其栅极电压VGS可选择为-2.7V，辅功放是工作在C类。

该具体实例能够使得无线通信用Doherty功率放大器宽带性能增强，该功率放大器可以支持2.8–3.8GHz的频带范围，宽带性能增强，该功率放大器可以支持2.8–3.8GHz的频带范围，饱和漏极效率和6dB回退漏极效率都很高，饱和漏极效率最高可达68％，6dB回退漏极效率最高可达43％。

在本申请所提供的实施方式中，应该理解到，所揭露的方法和系统，可以通过其他的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分仅仅为一种逻辑功能的划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以省略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些借口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是典型，机械或其他的形式。

所述作为分离不见说明的单元可以是或者可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。

以上所述仅为本申请的实施例，并非因此限制本申请的专利范围，凡是利用本申请说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本申请的专利保护范围内。