小数延时预失真自阻塞干扰抵消方法及系统

技术领域

本发明涉及数字通信技术领域，尤其涉及一种小数延时预失真自阻塞干扰抵消方法及系统。

背景技术

随着通讯技术的飞速发展，对频谱资源利用率的要求日益增加。为实现同时同频全双工的射频自干扰抵消技术成为无线通讯系统的关键技术之一。当通讯设备在同一频段同时发送和接收时，由于收发天线距离很近，发送天线的信号会耦合到接收天线，使接收通路的低噪放，ADC（模数转换器）饱和产生非线性失真。对于目前的宽带通讯系统，比如直接扩频通讯DS、正交频分复用OFDM、码分多址CDMA，当带内干扰信号较小时可以通过相关接收或者前向纠错编码等消除干扰，使有用信号得以传输。但是如果带内干扰信号的幅度很大，数模转换器ADC溢出严重，此时即使存在足够的有用信号，系统也无法将其解调。目前采用的自干扰抵消技术，往往采用模拟或数字的方法。通过生成一路与干扰信号幅度相同相位相反的信号，模拟的方法通过耦合器或其它射频器件在模拟域合路，这种适用于干扰信号比较大，ADC已经饱和的情况。数字的方法则直接在数字域将干扰信号和抵消信号相减，适用于干扰信号比较小，ADC未饱和的情况。

干扰信号有的是从发送天线到接收天线耦合引入，有的是外界环境反射引入，干扰信号的延时除了馈线长度，反射物体距离的影响，同时也会受的工作频点的影响，导致干扰信号的延时变化，而且会有多个不同延时的干扰信号叠加。现有的抵消方法由于工程实现的限制只能采用有限延时线缆或其它延时器件补偿部分延时的影响。当干扰信号的延时与采用的抵消信号延时之间存在差距的，会极大的影响对消效果。

同时，由于发送的信号经过功率放大器等外部射频器件后，产生的非线性变化会使抵消信号与干扰信号出现差别，也会影响对消效果。

为了解决上述问题，本申请提出了一种小数延时预失真自阻塞干扰抵消方法及系统。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种小数延时预失真自阻塞干扰抵消方法及系统，通过数字预失真消除功率放大器非线性影响，再通过多路小数延时滤波器，精确拟合射频通路上的延时，然后通过DAC（数模转化器）转化为射频信号，再与接收天线收到的信号通过耦合器合路，抵消掉设备自发的射频信号，达到抑制即自阻塞干扰的目的。

为了实现上述目的，本发明的一种小数延时预失真自阻塞干扰抵消方法及系统，包括以下步骤：

S1、将发送信号同时输入数字预失真器和多路延时相位幅度调整模块，利用数字预失真器生成预失真信号，利用多路延时相位幅度调整模块生成抵消信号；利用数字预失真器补偿射频链路的功率放大器及非线性器件的非线性，使发送天线发送的信号与输入多路延时相位幅度调整模块的发送信号一致；

S2、将数字预失真器输出的预失真信号转化为模拟的射频信号；

S3、将所述模拟的射频信号放大，并输出到发送天线；

S4、将抵消信号经过数模转换，生成模拟域的抵消信号；

S5、模拟域的抵消信号与接收天线收到的信号进入合路器，将两信号线性相加，抵消掉自干扰信号；

S6、抵消掉自干扰信号后，剩下有用信号进入低噪声放大器，转化为数字域接收信号，进行原有的信号接收处理。

进一步优选的，在S1中，所述利用多路延时相位幅度调整模块生成抵消信号，包括以下步骤：S101、将发送信号分解为并行的多路信号；

S102、对每路信号进行整数延时、小数延时和相位幅度调整；

S103、将每路延时和调整后的信号进行合成，形成抵消信号。

进一步优选的，在S102中，所述对每路信号进行相位幅度调整，采用如下方法：

I’= A cos(θ) * I + A sin(θ) * Q；

Q’= -A sin(θ) * I + A cos(θ) * Q；

其中，I为调整前信号的实部，Q表示调整前信号的虚部，I’表示调整后信号的实部，Q’表示调整后信号的虚部，θ表示调整后信号的相位，A表示信号幅值的比例系数。

进一步优选的，所述相位幅度调整过程的实现方法为:

I路信号输入第一乘法器和第二乘法器,与相位幅度调整系数A*cosθ和A*sinθ相乘；

Q路信号输入第三乘法器和第四乘法器,与相位幅度调整系数A*cosθ和A*sinθ相乘；

将第一乘法器与第四乘法器的结果输入到第二加法器,得到两路结果相加后输出I’=A*I*cosθ+A*Q*sinθ；

将第二乘法器与第三乘法器的结果输入到减法器,两路结果相减后输出Q’=A*Q*cosθ-A*I*sinθ；

本发明还提供一种小数延时预失真自阻塞干扰抵消系统，用于实施上述的小数延时预失真自阻塞干扰抵消方法，包括：

数字预失真器、第一数模转换器、功率放大器、发送天线、多路延时相位幅度调整模块、第二数模转换器、模数转换器、低噪声放大器、合路器以及接收天线；

所述数字预失真器用于将发送信号生成预失真信号；

所述第一数模转换器，用于将预失真信号转化为模拟的射频信号；

所述功率放大器用于将所述模拟的射频信号放大，并输出到发送天线；

所述多路延时相位幅度调整模块用于将发送信号生成抵消信号；

所述第二数模转换器将抵消信号经过数模转换，生成模拟域的抵消信号；

所述合路器用于将模拟域的抵消信号与接收天线收到的信号，进行两信号线性相加，抵消掉自干扰信号；

所述低噪声放大器用于将抵消掉自干扰信号后剩下的有用信号放大；

所述模数转换器用于将放大后的信号转化为数字域接收信号，进行原有的信号接收处理。

进一步优选的，所述多路延时相位幅度调整模块中每一路延时相位幅度调整模块包括一个整数延时单元、一个小数延时单元、一个相位幅度调整单元及加法器；

所述整数延时单元用于对信号进行整数延时；

所述小数延时单元用于对整数延时后的信号进行小数延时；

所述相位幅度调整单元用于对延时后的信号进行相位幅度调整；

所述加法器将每路延时和调整后的信号进行合成，形成抵消信号。

进一步优选的，所述整数延时单元在数字域用寄存器组或双口RAM实现。

进一步优选的，所述小数延时单元采用小数延时有限冲击响应滤波器实现。

进一步优选的，所述相位幅度调整单元包括第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器、第二加法器和减法器；

I路信号输入第一乘法器和第二乘法器，与相位幅度调整系数A*cosθ和A*sinθ相乘；

Q路信号输入第三乘法器和第四乘法器,与相位幅度调整系数A*cosθ和A*sinθ相乘；

将第一乘法器与第四乘法器的结果输入到第二加法器，得到两路结果相加后输出I’=A*I*cosθ+A*Q*sinθ；

将第二乘法器与第三乘法器的结果输入到第一减法器，两路结果相减后输出Q’=A*Q*cosθ-A*I*sinθ。

本申请公开的一种小数延时预失真自阻塞干扰抵消方法及系统，通过数字域多路延时单元补偿模拟射频链路多个自干扰泄漏节点的传输时延，再通过相位幅度调整单元调整抵消信号的幅度与相位，使抵消信号与泄漏的自干扰信号幅度相等相位相反，并通过数字预失真器补偿射频功放的非线性，生成数字域的抵消信号；然后通过数模转换器（DAC）将数字域抵消信号转换为模拟域的抵消信号；再通过合路器将抵消信号与接收信号相加，抵消掉接收信号内的自干扰信号，同时接收的有用信号不受影响。相比于现有技术，本申请具有自干扰抵消能力强，能消除射频链路和天线上多个节点泄漏或反射的干扰信号，同时各种通讯协议兼容性好的优点。

附图说明

图1是本发明一种小数延时预失真自阻塞干扰抵消系统框图；

图2是多路延时相位幅度调整模块原理框图；

图3是相位幅度调整单元原理框图；

图4 是小数延时单元原理框图；

图5 是预失真模型原理框图；

图6 是延时0.1个采样周期的小数延时滤波器系数；

图7是小数延时滤波器的群时延响应；

图8是本发明一种小数延时预失真自阻塞干扰抵消方法流程图。

具体实施方式

以下通过附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。

如图8所示，本发明一方面实施例提供的一种小数延时预失真自阻塞干扰抵消方法，包括如下步骤：

S1、将发送信号同时输入数字预失真器和多路延时相位幅度调整模块，利用数字预失真器生成预失真信号，利用多路延时相位幅度调整模块生成抵消信号；所述利用多路延时相位幅度调整模块生成抵消信号，包括以下步骤：S101、将发送信号分解为并行的多路信号；

S102、对每路信号进行整数延时和小数延时和相位幅度调整；所述对每路信号进行相位幅度调整，采用如下方法：

I’= A cos(θ) * I + A sin(θ) * Q；

Q’= -A sin(θ) * I + A cos(θ) * Q;

其中，I为调整前信号的实部，Q表示调整前信号的虚部，I’表示调整后信号的实部，Q’表示调整后信号的虚部，θ表示调整后信号的相位，A表示信号幅值的比例系数。

S103、将每路延时和调整后的信号进行合成，形成抵消信号。

S2、将数字预失真器输出的预失真信号转化为模拟的射频信号；

S3、将所述模拟的射频信号放大，并输出到发送天线；

S4、将抵消信号经过数模转换，生成模拟域的抵消信号；

S5，模拟域的抵消信号与接收天线收到的信号进入合路器，将两信号线性相加，抵消掉自干扰信号；

S6，抵消掉自干扰信号后，剩下有用信号进入低噪声放大器，转化为数字域接收信号，进行原有的信号接收处理。

如图1所示，本发明提供一种小数延时预失真自阻塞干扰抵消系统，可应用于直接扩频序列DS、正交频分复用OFDM以及码分多址CDMA等宽带通讯系统，也可以应用于其它宽带通讯系统或跳频通讯系统。包括：

数字预失真器、第一数模转换器1、功率放大器、发送天线、多路延时相位幅度调整模块、第二数模转换器2、模数转换器、低噪声放大器、合路器以及接收天线；

数字预失真器用于将发送信号生成预失真信号；发送信号送到数字预失真器，补偿射频链路的功放以及其它非线性器件的非线性，使天线口发送的信号与送给多路延时相位幅度调整模块的信号一致。

数字预失真器采用常用的Volterra级数

其中，k表示非线性阶数，q表示记忆深度，本例中k取值为5，q取值为2。数字预失真滤波器的结构,a

第一数模转换器1，用于将预失真信号转化为模拟的射频信号；

功率放大器用于将所述模拟的射频信号放大，并输出到发送天线；

多路延时相位幅度调整模块用于将发送信号生成抵消信号；

第二数模转换器2将抵消信号经过数模转换，生成模拟域的抵消信号；

合路器用于将模拟域的抵消信号与接收天线收到的信号，进行两信号线性相加，抵消掉自干扰信号；

低噪声放大器用于将抵消掉自干扰信号后剩下的有用信号放大；

模数转换器用于将放大后的信号转化为数字域接收信号，进行原有的信号接收处理。

如图2所示，多路延时相位幅度调整模块中每一路延时相位幅度调整模块包括一个整数延时单元、一个小数延时单元、一个相位幅度调整单元及第一加法器101；

整数延时单元用于对信号进行整数延时；

小数延时单元用于对整数延时后的信号进行小数延时；

相位幅度调整单元用于对延时后的信号进行相位幅度调整；

第一加法器101将每路延时和调整后的信号进行合成，形成抵消信号。

图中，N表示多路延时相位幅度调整模块能抵消N个耦合或反射界面到接收天线的自干扰信号，本实施例中主要抵消发送天线直接耦合到接收天线的自干扰信号，设备壳体的反射以及最近的建筑物的反射，N可以设为3或者3以上。

如图4所示，整数延时单元在数字域用寄存器组或双口RAM实现，经移位寄存器移位后与利用乘法器相乘，最终利用第三加法器103输出。可以实现以本地处理时钟周期为单位的延时。当本地时钟为200MHz时，每一拍延时可以实现5ns的延时。

如图5所示，小数延时单元采用小数延时有限冲击响应（FIR）滤波器实现。小数延时FIR的结构与普通FIR一样，只需要更改FIR滤波器的系数就可以实现不同的小数延时量。需要注意的是，FIR滤波器本身存在固定的整数延时，需要与前面的整数延时单元综合计算。

以本地实钟200MHz为例，要实现110.5ns的延时总共22.1个时钟周期。将小数延时FIR的系数设为（-4,15,-43,101,-207,392, -708,1296, -2810,32232,3434, -1433,757,-412,216, -104,44,-15,4）。则小数延时单元信号带内延时9.1个时钟周期，此时将整数延时单元的延时值设为13，使小数和整数延时单元共同延时值为22.1个时钟周期，实现110.5ns的延时。

相位幅度调整单元的结构，如图3所示。相位幅度调整的公式如下：

I’ = A cos(θ) * I + A sin(θ) * Q；

Q’= -A sin(θ) * I + A cos(θ) * Q；

I为调整前信号的实部，Q表示调整前信号的虚部，I’表示调整后信号的实部，Q’表示调整后信号的虚部，θ表示调整后信号的相位，A表示信号幅值的比例系数。因此，调整后的I’，Q’所表示的幅度r’=r

相位旋转过程的实现方法为:

I路信号输入第一乘法器201,第二乘法器202,与相位幅度调整系数A*cosθ,A*sinθ相乘，Q路信号输入第三乘法器203,第四乘法器204,与相位相位调整系数A*cosθ,A*sinθ相乘。分别得到四路相乘后的结果：A*I*cosθ、A*I*sinθ、A*Q*cosθ、A*Q*sinθ。

第一乘法器201与第四乘法器204结果输入到第二加法器102, 两路结果相加后输出I’=A*I*cosθ+A*Q*sinθ=A* r

第二乘法器202与第三乘法器203结果输入到减法器,两路结果相减后输出Q’=A*Q*cosθ-A*I*sinθ=A* r

图6为小数延时有限冲击响应滤波器的单脉冲响应，即滤波器的系数。图中显示的是0.1个采样周期的小数延时的滤波器系数。

图7 为小数延时有限冲击响应滤波器的群时延响应，带宽为0~fs/2。可以看到在采样率为200MHz时，在带宽不小于 70MHz内群时延稳定在9.1个时钟周期。

显然，上述实施例仅是为清楚地说明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明创造的保护范围之中。