双相恒定导通时间功率转换器及控制方法

技术领域

本发明涉及双相功率转换器，并且特别地，涉及双相恒定导通时间功率转换器。

背景技术

随着技术进一步发展，诸如膝上型计算机、移动电话、平板PC、数码相机、MP3播放器和/或类似装置的各种计算和移动装置变得普及。随着通信、计算和移动装置的快速发展，越来越多的系统需要具有快速瞬态响应的低电压大电流电源。同时，低静态电流对那些系统也很重要，因为那些系统中的许多系统都是由电池供电的。由于在许多应用中具有高负载电流(例如，20A)，所以与单相转换器相比，多相功率转换器具有许多优势特征。例如，多相功率转换器具有较低的输入/输出电流纹波、较小的输出电容和电感以及快速的瞬态响应。此外，多相功率转换器的结构有助于扩散热应力，从而改善系统热性能。为了实现上述优势特征，多相转换器中的栅极驱动控制信号应当均匀地进行移相，以使负载电流可以均匀地分布在多相转换器的不同相中。

图1示出了双相电流模式控制功率转换器。双相电流模式控制功率转换器100包括第一降压转换器和第二降压转换器。这两个降压转换器并联连接在输入电源VIN和输出VOUT之间。输入电容C5连接在VIN和地之间。两个输出电容C6和C7并联连接在VOUT和地之间。

如图1所示，第一降压转换器包括开关Q11、Q12和电感L1。Q11和Q12串联连接在VIN和地之间。L1连接在Q11和Q12的公共节点与VOUT之间。第一降压转换器又可被称为双相电流模式控制功率转换器的第一相。

第二降压转换器包括开关Q21、Q22和电感L2。Q21和Q22串联连接在VIN和地之间。L2连接在Q21和Q22的公共节点与VOUT之间。第二降压转换器又可被称为双相电流模式控制功率转换器的第二相。

双相电流模式控制功率转换器的控制电路包括误差放大器102、振荡器104、第一比较器117、第二比较器127、第一电流感应放大器115、第二电流感应放大器125、第一锁存器116、第二锁存器126、第一控制逻辑块110、第二控制逻辑块120以及多个驱动器111、112、121和122。

振荡器104配置成生成第一时钟信号CLK1、第二时钟信号CLK2、第一斜坡信号RAMP1和第二斜坡信号RAMP2。由振荡器104生成的信号被布置成使得在双相电流模式控制功率转换器的两个相之间设置预设相移(例如，180度)。

如图1所示，采用误差放大器102的反相输入端来通过由电阻R3和R4形成的分压器检测输出电压VOUT。馈送到误差放大器102的反相输入端的信号表示为FB。误差放大器102的同相输入端连接到预设参考VREF。误差放大器102的输出端连接到第一比较器117的反相输入端和第二比较器127的反相输入端。

补偿网络连接在误差放大器102的输出端和地之间。补偿网络包括电阻R5、电容C3和电容C4。电阻R5和电容C3串联连接，并且进一步与电容C4并联连接。补偿网络有助于稳定控制回路，并提供足够的相位裕度，从而改善双相电流模式控制功率转换器的瞬态响应性能。

第一比较器117的同相输入端配置成接收检测到的电流信号ISNS1和第一斜坡信号RAMP1之和。如图1所示，流过电感L1的电流由第一dc电阻(DCR)电流感应设备检测，第一DCR电流感应设备包括电阻R1和电容C1。感应的电流信号通过第一电流感应放大器115馈送到第一比较器117的同相输入端中。采用第一电流感应放大器115来提供合适的电流感应增益。

采用第一锁存器116来分别为开关Q11和Q12生成栅极驱动信号。如图1所示，第一锁存器116的复位输入端配置成接收第一比较器117的输出信号。第一锁存器116的置位输入端配置成接收第一时钟信号CLK1。第一锁存器116的输出是第一PWM信号。

如图1所示，第一锁存器116的输出馈送到第一控制逻辑块110中。基于由第一锁存器116生成的第一PWM信号，第一控制逻辑块110生成高压侧栅极驱动信号和低压侧栅极驱动信号。此外，第一控制逻辑块110在高压侧栅极驱动信号和低压侧栅极驱动信号之间增加适当的延迟。如图1所示，高压侧栅极驱动信号通过驱动器111施加到Q11的栅极。低压侧栅极驱动信号通过驱动器112施加到Q12的栅极。

第二比较器127的同相输入端配置成接收检测到的电流信号ISNS2和第二斜坡信号RAMP2之和。如图1所示，流过电感L2的电流由第二DCR电流感应设备检测，第二DCR电流感应设备包括电阻R2和电容C2。感应的电流信号通过第二电流感应放大器125馈送到第二比较器127的同相输入端中。采用第二电流感应放大器125来提供合适的电流感应增益。

采用第二锁存器126来分别为开关Q21和Q22生成栅极驱动信号。如图1所示，第二锁存器126的复位输入端配置成接收第二比较器127的输出信号。第二锁存器126的置位输入端配置成接收第二时钟信号CLK2。第二锁存器126的输出是第二PWM信号。

如图1所示，第二锁存器126的输出馈送到第二控制逻辑块120中。基于由第二锁存器126生成的第二PWM信号，第二控制逻辑块120生成高压侧栅极驱动信号和低压侧栅极驱动信号。此外，第二控制逻辑块120在高压侧栅极驱动信号和低压侧栅极驱动信号之间增加适当的延迟。如图1所示，高压侧栅极驱动信号通过驱动器121施加到Q21的栅极。低压侧栅极驱动信号通过驱动器122施加到Q22的栅极。

在操作中，双相电流模式控制功率转换器100通过峰值电流模式控制方案进行控制。两个降压转换器之间的电流分摊通过由这两个降压转换器的控制电路分摊误差放大器输出信号来实现。

双相电流模式控制功率转换器100在许多应用中对其性能都有一些限制。首先，由于双相电流模式控制功率转换器100以固定的开关频率操作，所以双相电流模式控制功率转换器100的动态响应受到许多因素(例如，时钟延迟)的限制。在负载突然变化期间，双相电流模式控制功率转换器100不能提供快速的瞬态响应。其次，双相电流模式控制功率转换器100依靠振荡器104来确保这两个相之间的相移。对于在轻负载操作状况下要求高效率的应用，很难实现一些提高效率的控制机制(例如，脉冲频率调制)。第三，如图1所示的控制电路比较复杂。

恒定导通时间(COT)控制为同步降压转换器提供了快速的瞬态响应和较低的静态电流。由于其变频特性，所以COT不适合用于控制多相功率转换器。对于多相转换器，不同相之间的电流分摊是一个重要的特征。特别地，可取的是在不同相之间均匀地分摊负载电流，以减少热应力，并提高可靠性。可取的是提供一种用于使得采用恒定导通时间控制方案的双相功率转换器能够在各种操作状况下提供快速的瞬态响应和良好的电流分摊的设备和/或方法。

发明内容

根据一实施例，一种设备包括：斜坡发生器，配置成生成用于确定功率转换器的第一相和第二相之间的相移的置位信号；第一相导通计时器，配置成产生用于确定功率转换器的第一相的高压侧开关的导通时间的第一复位信号；第二相导通计时器，配置成产生用于确定功率转换器的第二相的高压侧开关的导通时间的第二复位信号；以及控制逻辑块，配置成基于置位信号、第一复位信号和第二复位信号为功率转换器的第一相和第二相生成栅极驱动信号。

根据另一实施例，一种方法包括：生成用于确定功率转换器的第一相和第二相之间的相移的斜坡；生成多个置位信号，其中，分别使用两个相邻置位信号来确定功率转换器的第一相的高压侧开关的导通瞬间和第二相的高压侧开关的导通瞬间；生成用于确定第一相的高压侧开关的关断瞬间的多个第一复位信号；以及生成用于确定第二相的高压侧开关的关断瞬间的多个第二复位信号。

前文相当广泛地概述了本发明的特征和技术优势，以便可以更好地理解随后对本发明的详细描述。下文将描述形成本发明的权利要求书的主题的本发明的附加特征和优点。本领域技术人员应该认识到，公开的概念和具体实施例可以容易地用作修改或设计用于实现本发明的相位同目的的其它结构或过程的基础。本领域技术人员还应该认识到，此类等效构造并未偏离如随附权利要求书中所阐述的本发明的精神和范围。

附图说明

为了更全面地理解本申请及其优点，现在结合附图参考以下描述，图中：

图1示出了双相电流模式控制功率转换器；

图2示出了根据本申请的各种实施例的双相恒定导通时间功率转换器的示意图；

图3示出了根据本申请的各种实施例在图2中所示的斜坡发生器的第一实现的示意图；

图4示出了根据本申请的各种实施例与如图3所示的斜坡发生器相关联的时序图；

图5示出了根据本申请的各种实施例在图2中所示的控制逻辑块的示意图；

图6示出了根据本申请的各种实施例与如图5所示的控制逻辑块相关联的稳态时序图；

图7示出了根据本申请的各种实施例与如图5所示的控制逻辑块相关联的负载瞬态时序图；

图8示出了根据本申请的各种实施例在图2中所示的第一相导通计时器的示意图；

图9示出了根据本申请的各种实施例与如图8所示的第一相导通计时器相关联的时序图；

图10示出了根据本申请的各种实施例在图2中所示的第二相导通计时器的第一实现的示意图；

图11示出了根据本申请的各种实施例与如图10所示的第二相导通计时器相关联的时序图；

图12示出了根据本申请的各种实施例在图2中所示的第二相导通计时器的第二实现的示意图；

图13示出了根据本申请的各种实施例与如图12所示的第二相导通计时器相关联的时序图；

图14示出了根据本申请的各种实施例的另一种双相恒定导通时间功率转换器的示意图；

图15示出了根据本申请的各种实施例在图2中所示的斜坡发生器的第二实现的示意图；

图16示出了根据本申请的各种实施例与如图15所示的斜坡发生器相关联的时序图；

图17示出了根据本申请的各种实施例的四相恒定导通时间功率转换器的示意图；以及

图18示出了根据本申请的各种实施例用于控制如图2所示的双相恒定导通时间功率转换器的方法的流程图。

除非另外指示，否则不同图中的对应数字和符号一般指对应的部分。绘制附图是为了清楚地示出各种实施例的相关方面，它们不一定按比例绘制。

具体实施方式

下文描述目前较佳的实施例的制作和使用。然而，应该认识到，本发明提供了可以在各种各样的特定上下文中实施的许多适用的发明概念。所讨论的具体实施例仅说明制作和使用本申请的特定方法，而不是限制本申请的范围。

将在特定背景、即双相恒定导通时间功率转换器中关于较佳实施例描述本申请。但是，本发明也可适用于各种功率转换器。下文中，将参考附图详细解释各种实施例。

图2示出了根据本申请的各种实施例的双相恒定导通时间功率转换器的示意图。双相恒定导通时间功率转换器200包括第一降压转换器和第二降压转换器。第一降压转换器是第一降压型转换器。第二降压转换器是第二降压型转换器。这两个降压转换器并联连接在输入VIN和输出VOUT之间。电源230连接在VIN和地之间。

如图2所示，第一降压转换器包括开关QH1、QL1和电感L1。QH1和QL1串联连接在VIN和地之间。L1连接在QH1和QL1的公共节点与VOUT之间。在本通篇描述中，第一降压转换器又可被称为双相恒定导通时间功率转换器200的第一相。

第二降压转换器包括开关QH2、QL2和电感L2。QH2和QL2串联连接在VIN和地之间。L2连接在QH2和QL2的共同节点与VOUT之间。在本通篇描述中，第二降压转换器又可被称为双相恒定导通时间功率转换器200的第二相。

如图2所示，第一降压转换器的输出电感L1和第二降压转换器的输出电感L2连接在一起，并且进一步连接到负载RL。输出电容Co和负载RL并联连接在VOUT和地之间。

如图2所示的开关(例如，QH1)可通过n-型金属氧化物半导体(NMOS)晶体管实现。在另外一些实施例，这些开关可通过其它合适的可控器件实现，诸如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)器件、双极结型晶体管(BJT)器件、超级结型晶体管(SJT)器件、绝缘栅双极晶体管(IGBT)器件、基于氮化镓(GaN)的功率器件和/或类似器件。

双相恒定导通时间功率转换器200的控制电路包括误差放大器204、斜坡发生器/PWM比较器205、主相导通计时器201、从相导通计时器202、控制逻辑块210以及多个驱动器211、212、221和222。在本通篇描述中，斜坡发生器/PWM比较器205又可被称为斜坡发生器205。主相导通计时器201可备选地称为第一相导通计时器201。从相导通计时器202又可被称为第二相导通计时器202。

如图2所示，采用误差放大器204的反相输入端来通过由电阻R21和R22形成的分压器检测输出电压VOUT。馈送到误差放大器204的反相输入端中的信号是反馈信号FB。误差放大器204的同相输入端连接到预设参考VREF。误差放大器204的输出馈送到斜坡发生器205中。

补偿网络连接在误差放大器204的输出端和地之间。补偿网络包括电阻R23、电容C21和电容C22。电阻R23和电容C21串联连接，并且进一步与电容C22并联连接。补偿网络有助于稳定控制回路，并提供足够的相位裕度，从而改善双相恒定导通时间功率转换器200的瞬态响应性能。

斜坡发生器205配置成接收反馈信号FB、误差放大器204的输出信号(Vc)、第一降压转换器的开关节点上的电压信号(SW1)和第二降压转换器的开关节点上的电压信号(SW2)。基于接收的信号，斜坡发生器205配置成产生用于确定双相恒定导通时间功率转换器200的第一相和第二相之间的相移的置位信号SET。下文将基于图3-4和图14-15讨论斜坡发生器205的详细结构和工作原理。

第一相导通计时器201配置成接收QH1的栅极驱动信号HSON1和QL1的栅极驱动信号LSON1。基于接收的信号，第一相导通计时器201配置成产生用于确定双相恒定导通时间功率转换器200的第一相的高压侧开关QH1的导通时间的第一复位信号R1。下文将基于图8-9讨论第一相导通计时器201的详细结构和工作原理。

第二相导通计时器202配置成接收信号ISNS1、ISNS2、QH1的栅极驱动信号HSON1和QH2的栅极驱动信号HSON2。ISNS1是表示流过第一降压转换器的高压侧开关QH1的电流的信号。ISNS2是表示流过第二降压转换器的高压侧开关QH2的电流的信号。基于接收的信号，第二相导通计时器202配置成产生用于确定双相恒定导通时间功率转换器200的第二相的高压侧开关QH2的导通时间的第二复位信号R2。下文将基于图10-13讨论第二相导通计时器202的详细结构和工作原理。

控制逻辑块210配置成接收信号SET、R1和R2。基于接收的信号，控制逻辑块210配置成为双相恒定导通时间功率转换器200的第一相和第二相生成栅极驱动信号。下文将基于图5-7讨论控制逻辑块210的详细结构和工作原理。

如图2所示的双相恒定导通时间功率转换器200的控制电路的一个优势特征是，该控制电路提供了简单且可靠的解决方案来控制双相功率转换器。特别地，该控制电路不包括振荡器。系统操作频率由导通计时器(例如，201和202)确定。利用提出的斜坡生成机制来确保两个相之间的相移。该控制电路有助于以轻负载且简单的控制电路来提供超快速的瞬态响应、自然脉冲频率调制控制。此外，如图2所示的控制电路对双相功率转换器运用简单的逐个周期电流分摊方法。

图3示出了根据本申请的各种实施例在图2中所示的斜坡发生器的第一实现的示意图。斜坡发生器205包括斜坡电路、两个跨导放大器302、304和比较器306。斜坡电路包括第一斜坡电阻R

如图3所示，第一斜坡电阻R

如图3所示，第一跨导放大器302的同相输入端连接到如上所述的斜坡电路的输出端。第一跨导放大器302的反相输入端连接到地。第二跨导放大器304的同相输入端配置成接收反馈信号FB。第二跨导放大器304的反相输入端配置成接收由误差放大器204生成的误差信号Vc。第一跨导放大器302的输出端和第二跨导放大器304的输出端连接在一起，并且进一步通过电阻R300连接到地。比较器306的反相输入端连接到第一跨导放大器302的输出端和第二跨导放大器304的输出端。比较器306的同相输入端连接到地。比较器306配置成生成置位信号。

在图3中，斜坡电路利用开关节点SW1和SW2上的电压来在节点Vramp上生成内部斜坡信号。将该内部斜坡信号与控制电压信号FB和VC转换成施加到电阻R300的电流信号。节点Va上的电压为三角波形。将该三角波形与地电压电位进行比较，以生成置位信号。使用置位信号来确定双相恒定导通时间功率转换器200的每个相的高压侧开关的下一个导通事件。

图4示出了根据本申请的各种实施例与如图3所示的斜坡发生器相关联的时序图。图4的水平轴表示时间间隔。有五行。第一行表示第一开关节点SW1上的电压。第二行表示第二开关节点SW2上的电压。第三行表示如图3所示的节点Vramp上的电压。第四行表示如图3所示的节点Va上的电压。第五行表示由斜坡发生器205生成的置位信号。

如图4所示，在t1，节点SW2上的电压从零变为高电压电位(例如，VIN)。返回参考图3，响应于该变化，VIN通过R

从t2到t3，SW1和SW2上的电压等于零。Vramp放电。Vramp以线性方式减小。Va从峰值减小为零。在t3，一旦Va达到零，比较器306便生成第二置位脉冲。

在t3，开关节点SW1上的电压从零变为高电压电位(例如，VIN)。返回参考图3，响应于该变化，VIN通过R

图5示出了根据本申请的各种实施例在图2中所示的控制逻辑块的示意图。控制逻辑块210包括第一锁存电路400、第一与门402、第二与门412、第一延迟块403、第二延迟块413、第三与门405、第四与门415、第一或门404、第二或门414、第二锁存电路406和第三锁存电路416。

如图5所示，第一锁存电路400的时钟输入端配置成接收由斜坡发生器205生成的置位信号。第一锁存电路400的数据输入端和QB输出端连接在一起。第一与门402的第一输入端配置成接收置位信号。第一与门402的第二输入端QM连接到第一锁存电路400的Q输出端。第二与门412的第一输入端QS连接到第一锁存电路400的QB输出端。第二与门412的第二输入端配置成接收置位信号。

第一延迟块403的输入端配置成接收第二相的高压侧开关QH2的栅极驱动信号HSON2。第二延迟块413的输入端配置成接收第一相的高压侧开关QH1的栅极驱动信号HSON1。采用延迟块来对馈送到延迟块中的输入信号添加延迟。换句话说，通过截取输入信号的预设前段部分来生成延迟块的输出信号。

第三与门405的第一输入端Q2D连接到第一延迟块403的输出端。第三与门405的第二输入端配置成接收置位信号。第四与门415的第一输入端配置成接收置位信号。第四与门415的第二输入端Q1D连接到第二延迟块413的输出端。

第一或门404的第一输入端S1A连接到第一与门402的输出端。第一或门404的第二输入端S1T连接到第三与门405的输出端。第二或门414的第一输入端S2T连接到第四与门415的输出端。第二或门414的第二输入端S2A连接到第二与门412的输出端。

第二锁存电路406的置位输入端S1连接到第一或门404的输出端。第二锁存电路406的复位输入端配置成接收第一复位信号R1。第二锁存电路406的Q输出端配置成生成第一相的高压侧开关QH1的栅极驱动信号HSON1。第二锁存电路406的QB输出端配置成生成第一相的低压侧开关QL1的栅极驱动信号LSON1。

第三锁存电路416的置位输入端S2连接到第二或门414的输出端。第三锁存电路416的复位输入端配置成接收第二复位信号R2。第三锁存电路416的Q输出端配置成生成第二相的高压侧开关QH2的栅极驱动信号HSON2。第三锁存电路416的QB输出端配置成生成第二相的低压侧开关QL2的栅极驱动信号LSON2。

控制逻辑块210配置成接收来自斜坡发生器205的多个置位脉冲以及来自导通计时器201和202的多个复位脉冲，以生成双相恒定导通时间功率转换器200中的四个功率器件QH1、QL1、QH2和QL2的栅极控制信号。

图6示出了根据本申请的各种实施例与如图5所示的控制逻辑块相关联的稳态时序图。图6的水平轴表示时间间隔。有十一行。第一行表示置位信号SET。第二行表示第一锁存电路400的Q输出端处的信号QM。第三行表示第一锁存电路400的QB输出端处的信号QS。第四行表示第一与门402的输出信号S1A。第五行表示第一复位信号R1。第六行表示第三与门405的输出信号S1T。第七行表示第二与门412的输出信号S2A。第八行表示第二复位信号R2。第九行表示第四与门415的输出信号S2T。第十行表示栅极驱动信号HSON1。第十一行表示栅极驱动信号HSON2。

在t1，置位信号具有第一脉冲。响应于该脉冲，第一锁存电路400的Q输出端处的QM从逻辑低状态变为逻辑高状态。第一锁存电路400的QB输出端处的QS从逻辑高状态变为逻辑低状态。置位信号和QM由第一与门402进行处理，以在S1A处生成脉冲。该脉冲(S1A)通过第一或门404，并馈送到第二锁存电路406的置位输入端中。根据锁存电路的工作原理，第二锁存电路406的Q输出从逻辑低状态变为逻辑高状态。第二锁存电路406的Q输出是栅极驱动信号HSON1。如图6所示，栅极驱动信号HSON1在t1时从逻辑低状态变为逻辑高状态，并且维持逻辑高状态，直到第一复位信号R1在t2具有脉冲。

在t2，栅极驱动信号HSON1从逻辑高状态变为逻辑低状态。在t3，置位信号具有第二脉冲。响应于该脉冲，第一锁存电路400的Q输出端处的QM从逻辑高状态变为逻辑低状态。第一锁存电路400的QB输出端处的QS从逻辑低状态变为逻辑高状态。置位信号和QS由第二与门412进行处理，以在S2A处生成脉冲。该脉冲(S2A)通过第二或门414，并馈送到第三锁存电路416的置位输入端中。根据锁存电路的工作原理，第三锁存电路416的Q输出从逻辑低状态变为逻辑高状态。第三锁存电路416的Q输出是栅极驱动信号HSON2。如图6所示，在t3，栅极驱动信号HSON2从逻辑低状态变为逻辑高状态，并维持逻辑高状态，直到第二复位信号R2在t4具有脉冲。在t4，栅极驱动信号HSON2从逻辑高状态变为逻辑低状态。从t1到t5的持续时间是双相恒定导通时间功率转换器200的一个开关周期。从t5，双相恒定导通时间功率转换器200进入到到新的开关周期。

如图6所示，在稳态操作期间，置位信号SET是窄脉冲序列。控制逻辑块210将置位脉冲以交替的方式分布到每个相，以导通每个相的高压侧开关。导通计时器生成复位脉冲，以终止高压侧开关的导通，并启动每个相的低压侧开关的导通。

图7示出了根据本申请的各种实施例与如图5所示的控制逻辑块相关联的负载瞬态时序图。图7中的这十一行与图6中所示的这十一行类似，并且因此不再描述，以免重复。

在t1，出现升压负载瞬态。响应于升压负载瞬态，输出电压VOUT和FB电压相应地下降。由斜坡发生器205生成的置位脉冲扩展到从t1到t3的宽脉冲。返回参考图5，当置位脉冲比第二延迟块413中的延迟时间宽时，第四与门415的输出信号S2T在t2生成逻辑高状态，并维持其逻辑高状态，直到t3。从t2到t3，S2T的逻辑高状态通过第二或门414，并馈送到第三锁存电路416中。从t2到t3，第三锁存电路416生成逻辑高状态。换句话说，两相的高压侧开关同时导通，以加快瞬态响应。

在降压负载瞬态期间，输出电压VOUT过冲，并且FB电压变得更高。响应于更高的FB电压，斜坡发生器205停止生成任何新的置位脉冲，直到FB电压下降回到正常范围。

控制逻辑块210在t4、t5和t6的工作原理与上文关于图6所描述的工作原理类似，并且因此这里不再赘述。在图7中，从t1到t6的持续时间是双相恒定导通时间功率转换器200的一个开关周期。从t6，双相恒定导通时间功率转换器200进入到新的开关周期。

图8示出了根据本申请的各种实施例在图2中所示的第一相导通计时器的示意图。第一相导通计时器201包括电流源、开关Q71、电容C71和比较器702。

如图8所示，电流源和电容C71串联连接在输入电源VIN和地之间。如图8所示，流过电流源的电流与VIN成比例。特别地，该电流等于VIN除以R。R是预设电阻值。

开关Q71与电容C71并联连接。开关Q71的栅极由第一相的低压侧开关QL1的栅极驱动信号LSON1控制。比较器702的同相输入端连接到电流源和电容C71的公共节点。馈送到比较器702的同相输入端中的信号表示为Vp。比较器702的反相输入端配置成接收参考电压Vn。在一些实施例中，Vn等于输入电压VIN与双相恒定导通时间功率转换器200的占空比的乘积。比较器702的输出端配置成生成第一复位信号R1。

图9示出了根据本申请的各种实施例与如图8所示的第一相导通计时器相关联的时序图。图9的水平轴表示时间间隔。一共有四行。第一行表示如图8所示的信号Vp和Vn。第二行表示第一复位信号R1。第三行表示第一相的高压侧栅极驱动信号HSON1。第四行表示第一相的低压侧栅极驱动信号LSON1。

返回参考图8，流过电流源的电流等于VIN/R。该电流用于对电容C71充电。Vn等于VIN乘以占空比D。当电容C71两端的电压在t1达到Vn时，生成复位脉冲。使用复位脉冲来关断第一相的高压侧开关。如图9所示，高压侧栅极驱动信号HSON1从逻辑高状态变为逻辑低状态，而与此同时，低压侧栅极驱动信号LSON1从逻辑低状态变为逻辑高状态。在t2，低压侧栅极驱动信号LSON1从逻辑高状态变为逻辑低状态。响应于该变化，电流源开始以线性方式对电容C71充电。在t3，电容C71两端的电压再次达到Vn。

如上文所描述，Vn可以表示为：

Vn＝DXVin(1)

Vp的峰值可以表示为：

在式(2)中，C是C71的电容值。D是HSON1的导通时间的持续时间，并且fsw是双相恒定导通时间功率转换器200的开关频率。如上文所描述，当Vp的峰值达到Vn时，生成第一复位信号R1。换句话说，式(1)中的Vn等于式(2)中的Vp。基于该关系，开关频率fsw可以表示为：

式(3)指示，开关频率由C71的电容和电阻R确定，电阻R用于设置流过电流源的电流。

在一些实施例中，第一相是主相。第二相是从相。主相的导通计时器用于确定开关频率。从相的导通计时器用于实现主相和从相之间的电流分摊。

图10示出了根据本申请的各种实施例在图2中所示的第二相导通计时器的第一实现的示意图。第二相导通计时器202包括第一感应电流源ISNS1、第二感应电流源ISNS2、开关Q81、Q82、Q83、电容C81、C82、反相器804和比较器802。

流过第一感应电流源ISNS1的电流与流过功率转换器的第一相的高压侧开关QH1的电流成比例。流过第二感应电流源ISNS2的电流与流过功率转换器的第二相的高压侧开关QH2的电流成比例。

如图10所示，第一感应电流源ISNS1、第一控制开关Q81和第二控制开关Q82串联连接在偏置电压源VCC和地之间。第一控制开关Q81的栅极由功率转换器的第一相的高压侧开关QH1的栅极驱动信号HSON1控制。第二控制开关Q82的栅极由第二复位信号R2控制。第一电容C81与第二控制开关Q82并联连接。第一信号V1在第一控制开关Q81和第二控制开关Q82的公共节点处分接。第一信号V1代表流过功率转换器的第一相的高压侧开关QH1的电流。

第二感应电流源ISNS2和第三控制开关Q83串联连接在偏置电压源VCC和地之间。第三控制开关Q83的栅极由功率转换器的第二相的高压侧开关QH2的栅极驱动信号HSON2的反相信号控制。HSON2的反相信号通过使HSON2经过反相器804获得。第二电容C82与第三控制开关Q83并联连接。第二信号V2在第二感应电流源ISNS2和第三控制开关Q83的公共节点处分接。第二信号V2代表流过功率转换器第二相高压侧开关QH2的电流。

比较器802的反相输入端配置成接收第一信号V1。V1代表流过功率转换器的第一相的高压侧开关QH1的电流。比较器802的同相输入端配置成接收第二信号V2。V2代表流过功率转换器的第二相的高压侧开关QH2的电流。比较器802的输出端配置成生成第二复位信号R2。

在操作中，ISNS1是感应的主相的高压侧开关电流。ISNS2是感应的从相的高压侧开关电流。在主相的高压侧开关的导通时间期间，利用ISNS1电流来对第一电容C81充电。在该周期期间，将主相电流信息存储在C81中。在从相的高压侧开关的导通时间期间，利用ISNS2电流来对第二电容C82充电。一旦C82两端的电压达到C81两端的电压，便生成复位脉冲以关断从相的高压侧开关QH2。同时，复位脉冲导通Q82以对于下一个开关周期将C81上的电压复位。

图11示出了根据本申请的各种实施例与如图10所示的第二相导通计时器相关联的时序图。图11的水平轴表示时间间隔。一共有七行。第一行表示主相电流(流过如图2所示的L1的电流)。第二行表示从相电流(流过如图2所示的L2的电流)。第三行表示第一相的高压侧栅极驱动信号HSON1。第四行表示第二相的高压侧栅极驱动信号HSON2。第五行表示如图10所示的第一信号V1。第六行表示如图10所示的第二信号V2。第七行表示第二复位信号R2。

从t1到t2，高压侧开关QH1导通。主相电流以线性方式斜升。返回参考图10，从t1到t2，ISNS1电流用于对第一电容C81充电。V1以非线性方式增加。在t2，高压侧开关QH1关断。V1维持其电压，直到t4。在t4，通过第二复位信号R2将C81复位。在将C81复位后，V1在t4下降为零。应注意，V1具有非线性斜率，因为V1是ISNS1的积分。为了简单起见，出于说明的目的，使用线性斜率来代替图11中的V1的非线性斜率。

在t3，高压侧开关QH2导通。从t3到t4，从相电流以线性方式斜升。返回参考图10，使用ISNS2电流来对第二电容C82充电。从t3到t4，V2以非线性方式增加。在t4，C82两端的电压(V2)达到C81两端的电压(V1)。比较器802在t4生成第二复位脉冲R2。应注意，V2具有非线性斜率，因为V2是ISNS2的积分。为了简单起见，出于说明的目的，使用线性斜率来代替图11中的V2的非线性斜率。

如图10所示的第二相导通计时器(从相导通计时器)适合于占空比小于50％的系统。对于占空比高于50％的系统，在生成第二复位脉冲之前，再次导通第一相(主相)的高压侧开关。对于这种应用，可以使用如图12所示的第二相导通计时器(从相导通计时器)。

图12示出了根据本申请的各种实施例在图2中所示的第二相导通计时器的第二实现的示意图。第二相导通计时器202包括栅极驱动信号转换电路1201、电流信息存储电路1202、电流感应电路1203和复位信号电路1204。

栅极驱动信号转换电路1201配置成响应于大于50％的占空比来扩展高压侧栅极驱动信号HSON1和HSON2。电流信息存储电路1202配置成以交替的方式将代表流过功率转换器的第一相的高压侧开关QH1的电流的信号存储在两个电容C1A和C1B中。电流感应电路1203配置成生成代表流过功率转换器的第二相的高压侧开关QH2的电流的信号。复位信号电路1204配置成生成第二复位信号R2。

如图12所示，栅极驱动信号转换电路1201包括第一锁存电路902和第二锁存电路904。第一锁存电路902的数据输入端和第二锁存电路904的数据输入端连接在一起，并且进一步连接到第一锁存电路902的QB输出端。第一锁存电路902的时钟输入端配置成接收功率转换器的第一相的高压侧开关QH1的栅极驱动信号。第二锁存电路904的时钟输入端配置成接收功率转换器的第二相的高压侧开关QH2的栅极驱动信号。

如图12所示，电流信息存储电路1202包括第一与门912、第二与门914、第三与门916、第四与门918、第一控制开关Q91、第二控制开关Q92、第三控制开关Q93、第四控制开关Q94、第一电容C1A、第二电容C1B和第一感应电流源ISNS1。

第一与门912的第一输入端连接到第一锁存电路902的QB输出端。第一与门912的第二输入端配置成接收功率转换器的第一相的高压侧开关QH1的栅极驱动信号HSON1。

第二与门914的第一输入端连接到第一锁存电路902的Q输出端。第二与门914的第二输入端配置成接收功率转换器的第一相的高压侧开关QH1的栅极驱动信号HSON1的反相信号。

第三与门916的第一输入端连接到第一锁存电路902的Q输出端。第三与门916的第二输入端配置成接收功率转换器的第一相的高压侧开关QH1的栅极驱动信号HSON1。

第四与门918的第一输入端连接到第一锁存电路902的QB输出端。第四与门918的第二输入端配置成接收功率转换器的第一相的高压侧开关QH1的栅极驱动信号HSON1的反相信号。

第一感应电流源ISNS1、第一控制开关Q91和第二控制开关Q92串联连接在偏置电压源VCC和地之间。第一控制开关Q91的栅极连接到第一与门912的输出端。第二控制开关Q92的栅极连接到第二与门914的输出端。第一电容C1A与第二控制开关Q92并联连接。第一电容C1A配置成存储信号V1A。在一些实施例中，V1A代表在第一周期内流过功率转换器的第一相的高压侧开关QH1的电流。

第三控制开关Q93和第四控制开关Q94串联连接在第一感应电流源ISNS1和第一控制开关Q91的公共节点与地之间。第三控制开关Q93的栅极连接到第三与门916的输出端。第四控制开关Q94的栅极连接到第四与门918的输出端。第二电容C1B与第四控制开关Q94并联连接。第二电容C1B配置成存储信号V1B。在一些实施例中，V1B代表在与第一周期紧邻的第二周期内流过功率转换器的第一相的高压侧开关QH1的电流。

电流感应电路1203包括第二感应电流源ISNS2、第五控制开关Q95、第三电容C2和反相器920。第二感应电流源ISNS2和第五控制开关Q95串联连接在偏置电压源VCC和地之间。第五控制开关Q95的栅极配置成接收功率转换器的第二相的高压侧开关QH2的栅极驱动信号HSON2的反相信号。栅极驱动信号HSON2的反相信号是通过使栅极驱动信号HSON2经过反相器920获得的。第三电容C2与第五控制开关Q95并联连接。第三电容C2配置成存储信号V2。在一些实施例中，V2代表流过功率转换器的第二相的高压侧开关QH2的电流。

复位信号电路1204包括第一比较器922、第二比较器924、第五与门926、第六与门928和或门929。第一比较器922的反相输入端配置成接收代表在第二周期内流过功率转换器的第一相的高压侧开关QH1的电流的信号V1B。第一比较器922的同相输入端配置成接收代表流过功率转换器的第二相的高压侧开关QH2的电流的信号V2。

第二比较器924的反相输入端配置成接收代表在第一周期内流过功率转换器的第一相的高压侧开关QH1的电流的信号V1A。第二比较器924的同相输入端配置成接收代表流过功率转换器的第二相的高压侧开关QH2的电流的信号V2。

第五与门926的第一输入端连接到第一比较器922的输出端。第五与门926的第二输入端连接到第二锁存电路904的QB输出端。

第六与门928的第一输入端连接到第二比较器924的输出端。第六与门928的第二输入端连接到第二锁存电路904的Q输出端。

或门929的第一输入端连接到第五与门926的输出端。或门929的第二输入端连接到第六与门928的输出端。或门929配置成生成第二复位信号R2。

图13示出了根据本申请的各种实施例与如图12所示的第二相导通计时器相关联的时序图。图13的水平轴表示时间间隔。一共有十行。第一行表示主相电流(流过如图2所示的L1的电流)。第二行表示从相电流(流过如图2所示的L2的电流)。第三行表示第一相的高压侧栅极驱动信号HSON1。第四行表示第二相的高压侧栅极驱动信号HSON2。第五行表示如图12所示的第一锁存电路902的输出信号Q1。第六行表示如图12所示的第二锁存电路904的输出信号Q2。第七行表示如图12所示的信号V1B。第八行表示如图12所示的信号V1A。第九行表示如图12所示的信号V2。第十行表示第二复位信号R2。

在t1，V2达到V1A。第二比较器924生成脉冲。Q2具有逻辑高状态。第六与门928生成脉冲。该脉冲通过或门929，并且成为第二复位信号R2的第一脉冲。R2关断功率转换器的第二相的高压侧开关QH2。在t1，HSON2从逻辑高状态变为逻辑低状态。HSON2的改变将第三电容C2复位。因此，在t1，C2两端的电压V2下降为零。

在t2，功率转换器的第二相的高压侧开关QH2再次导通。HSON2从逻辑低状态变为逻辑高状态。Q95关断。ISNS2再次对C2充电。在t3，功率转换器的第一相的高压侧开关QH1关断。HSON1从逻辑高状态变为逻辑低状态。响应于该变化，ISNS1停止对C1B充电。Q94保持断开。C1B两端的电压V1B一直保持到t6。

在t4，功率转换器的第一相的高压侧开关QH1再次导通。HSON1从逻辑低状态变为逻辑高状态。Q91导通。ISNS1以非线性方式对C1A充电。在t5，V2达到V1B。第一比较器922生成脉冲。Q2B具有逻辑高状态。第五与门926生成脉冲。该脉冲通过或门929，并且成为第二复位信号R2的第二脉冲。

应注意，V1A和V1B具有非线性斜率，因为V1A和V1B是其各自的ISNS1和ISNS2的积分。为了简单起见，出于说明的目的，从开始到t3，用线性斜率代替V1B的非线性斜率。同样地，出于说明的目的，从t4到t6，用线性斜率代替V1A的非线性斜率。

对于占空比接近50％的应用，斜坡发生器205需要额外的电路元件。更特别地，当占空比接近50％时，从图4生成的斜坡振幅变小。具体来说，当占空比等于50％时，斜坡振幅接近于零。斜坡的这种低振幅将导致系统的不稳定操作模式。对于这种应用(占空比等于50％或接近50％)，可以使用如图15所示的斜坡发生器。

图14示出了根据本申请的各种实施例的另一种双相恒定导通时间功率转换器的示意图。双相恒定导通时间功率转换器1400与如图2所示的双相恒定导通时间功率转换器200类似，不同之处在于，双相恒定导通时间功率转换器1400的占空比可以接近50％。作为占空比接近50％的结果，斜坡发生器205需要额外的信号。特别地，斜坡发生器205配置成接收另外两个信号，即，如图14所示的HSON1和HSON2。下文将关于图15讨论斜坡发生器205的详细结构。

图15示出了根据本申请的各种实施例在图2中所示的斜坡发生器的第二实现的示意图。斜坡发生器205包括第一二极管D1、第一斜坡电容C

如图15所示，第一二极管D1和第一斜坡电容C

第二二极管D2和第二斜坡电容C

第三斜坡电阻RR

第五斜坡电容C

图16示出了根据本申请的各种实施例与如图15所示的斜坡发生器相关联的时序图。图16的水平轴表示时间间隔。有七行。第一行表示第一开关节点SW1上的电压。第二行表示第二开关节点SW2上的电压。第三行表示第一相的高压侧栅极驱动信号HSON1。第四行表示第二相的高压侧栅极驱动信号HSON2。第五行表示如图15所示的节点Vramp上的电压。第六行表示如图15所示的节点Va上的电压。第七行表示由斜坡发生器205生成的置位信号。

返回参考图15，增加了两个电阻-电容-二极管(RCD)电路。第一RCD电路包括第一二极管D1、第一斜坡电容C

响应于阶跃变化(例如，HSON1或HSON2的上升沿)，生成Vramp电压。Vramp电压通过电阻缓慢放电。这有效增加了Vramp上的另一个三角形斜坡。这使得当占空比接近50％时能够稳定操作。当占空比接近50％时，输出电压纹波最小。因此，三角形斜坡不需要太大，因为输出电压纹波相当小。

在t1，响应于HSON2的上升沿，通过第二RCD电路生成具有陡峭斜率的陡坡。如图16所示，从t1到t2，Vramp以线性方式急剧增加。从t2到t3，Vramp缓慢放电。在t3，响应于HSON1的上升沿，通过第一RCD电路生成具有陡峭斜率的斜坡。如图16所示，从t3到t4，Vramp以线性方式急剧增加。从t4，Vramp缓慢放电。图16中的Va和SET的波形与图4中的Va和SET类似，并且因此这里不再讨论。

图17示出了根据本申请的各种实施例的四相恒定导通时间功率转换器的示意图。四相恒定导通时间功率转换器1700包括第一降压转换器、第二降压转换器、第三降压转换器和第四降压转换器。第一降压转换器是包括第一功率级1311和第一电感L1的第一降压型转换器。第二降压转换器是包括第二功率级1312和第二电感L2的第二降压型转换器。第三降压转换器是包括第三功率级1313和第三电感L3的第三降压型转换器。第四降压转换器是包括第四功率级1314和第四电感L4的第四降压型转换器。每个功率级包括串联连接的高压侧开关和低压侧开关。如图17所示的降压转换器的结构与如图2所示的降压转换器的结构类似。

这四个降压转换器并联连接在输入电源VIN和输出VOUT之间。如图17所示，第一降压型转换器的输出电感L1、第二降压型转换器的输出电感L2、第三降压型转换器的输出电感L3和第四降压型转换器的输出电感L4连接在一起，并且进一步连接到负载RL。

四相恒定导通时间功率转换器1700的控制电路包括误差放大器1304、斜坡发生器/PWM比较器1305、主相导通计时器1301、从相导通计时器1302和控制逻辑块1310。

如图17所示，采用误差放大器1304的反相输入端来通过由电阻R131和R132形成的分压器检测输出电压VOUT。馈送到误差放大器1304的反相输入端的信号是反馈信号FB。误差放大器1304的同相输入端连接到预设参考VREF。误差放大器1304的输出馈送到斜坡发生器1305中。

补偿网络连接在误差放大器1304的输出端和地之间。补偿网络包括电阻R133、电容C131和电容C132。电阻R133和电容C131串联连接，并且进一步与电容C132并联连接。补偿网络有助于稳定控制回路，并提供足够的相位裕度，从而改善四相恒定导通时间功率转换器1700的瞬态响应性能。

斜坡发生器1305配置成接收反馈信号FB、误差放大器1304的输出信号(Vc)、第一降压转换器的开关节点上的电压信号(SW1)、第二降压转换器的开关节点上的电压信号(SW2)、第三降压转换器的开关节点上的电压信号(SW3)和第四降压转换器的开关节点上的电压信号(SW4)。基于接收的信号，斜坡发生器1305配置成产生用于确定四相恒定导通时间功率转换器1700的不同相之间的相移的置位信号SET。斜坡发生器1305的工作原理与如图2所示的斜坡发生器205的工作原理类似，并且因此这里不再讨论。

主相导通计时器1301配置成接收第一降压转换器的高压侧栅极驱动信号HSON1和低压侧栅极驱动信号LSON1。基于接收的信号，主相导通计时器1301配置成产生用于确定四相恒定导通时间功率转换器1700的第一相的高压侧开关的导通时间的第一复位信号R1。主相导通计时器1301的工作原理与如图2所示的主相导通计时器201的工作原理类似，并且因此这里不再讨论。

从相导通计时器1302配置成接收信号ISNS1、ISNS2、ISNS3、ISNS4、第一相的高压侧栅极驱动信号HSON1、第二相的高压侧栅极驱动信号HSON2、第三相的高压侧栅极驱动信号HSON3和第四相的高压侧栅极驱动信号HSON4。

ISNS1是代表流过第一降压转换器的高压侧开关的电流的信号。ISNS2是代表流过第二降压转换器的高压侧开关的电流的信号。ISNS3是代表流过第三降压转换器的高压侧开关的电流的信号。ISNS4是代表流过第四降压转换器的高压侧开关的电流的信号。基于接收的信号，从相导通计时器1302配置成产生复位信号R2、R3和R4。R2用于确定四相恒定导通时间功率转换器1700的第二相的高压侧开关的导通时间。R3用于确定四相恒定导通时间功率转换器1700的第三相的高压侧开关的导通时间。R4用于确定四相恒定导通时间功率转换器1700的第四相的高压侧开关的导通时间。从相导通计时器1302的工作原理与如图2所示的从相导通计时器202的工作原理类似，并且因此这里不再讨论。

控制逻辑块1310配置成接收信号SET、R1、R2、R3和R4。基于接收的信号，控制逻辑块1310配置成为四相恒定导通时间功率转换器1700的四个相生成栅极驱动信号。控制逻辑块1310的工作原理与如图2所示的控制逻辑块210的工作原理类似，并且因此这里不再讨论。

应注意，在前一个示例中所使用的四相恒定导通时间功率转换器纯粹是为了示范的目的而选择的，而不是要将本申请的各种实施例局限于任何特定的相数。本领域技术人员将意识到许多改变、备选和修改。例如，上文关于图2-16所描述的控制电路可适用于任何多相功率转换器(例如，六相功率转换器、八相功率转换器等)。

应该进一步注意，上文关于图2所描述的控制方案和相关联的电路也可适用于四相恒定导通时间功率转换器1700。例如，四相恒定导通时间功率转换器1700的每个相可以按大于50％的占空比操作。在该系统配置下，可采用如图12所示的第二相导通计时器(从相导通计时器)的控制方案来生成复位信号R2、R3和R4。此外，四相恒定导通时间功率转换器1700的每个相可以按接近50％的占空比操作。在该系统配置下，可以采用如图15所示的斜坡发生器的控制方案来生成置位信号。

图18示出了根据本申请的各种实施例用于控制如图2所示的双相恒定导通时间功率转换器的方法的流程图。如图18所示的该流程图只是示例，它不应过度限制权利要求书的范围。本领域技术人员将意识到许多改变、备选和修改。例如，在图18中示出的各种步骤可增加、去除、替换、重新排列和重复。

返回参考图2，功率转换器(例如，双相恒定导通时间功率转换器200)包括并联连接在输入电源和负载之间的第一降压转换器和第二降压转换器。第一降压转换器是功率转换器的第一相。第二降压转换器是功率转换器的第二相。功率转换器的控制电路包括误差放大器、斜坡发生器、主相导通计时器、从相导通计时器和控制逻辑块。

在步骤1802，生成用于确定功率转换器的第一相和第二相之间的相移的斜坡。

在步骤1804，基于斜坡生成多个置位信号。分别使用两个相邻置位信号来确定功率转换器的第一相的高压侧开关的导通瞬间和第二相的高压侧开关的导通瞬间。

在步骤1806，通过主导通计时器生成多个第一复位信号。所述多个第一复位信号用于确定第一相的高压侧开关的关断瞬间。

在步骤1808，通过从导通计时器生成多个第二复位信号。所述多个第二复位信号用于确定第二相的高压侧开关的关断瞬间。

该方法进一步包括：生成与流过第一相的高压侧开关的电流成比例的第一电流感应信号；以及生成与流过第二相的高压侧开关的电流成比例的第二电流感应信号，其中，第一电流感应信号和第二电流感应信号用于生成多个第二复位信号。

该方法进一步包括使用误差放大器生成误差信号，误差放大器的第一输入端连接到预设参考，而其第二输入端配置成接收与功率转换器的输出电压成比例的反馈信号，其中，误差信号和反馈信号用于所述多个置位信号。

生成所述多个置位信号包括：将斜坡转换为第一电流；将误差信号和反馈信号之间的差转换为第二电流；将第一电流和第二电流的组合馈送到电阻中以生成三角波形；以及将三角波形与预设参考进行比较以生成所述多个置位信号。

该方法进一步包括：在升压负载瞬态期间，扩展所述多个置位信号中的至少一个置位信号，以便将第一相的高压侧开关和第二相的高压侧开关配置成同时导通。

该方法进一步包括：在降压负载瞬态期间，跳过所述多个置位信号中的至少一个置位信号，以便将第一相和第二相配置成同时关断。

虽然详细描述了本发明的实施例及其优点，但是应了解，在不偏离由随附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可以在本文中进行各种改变、替换和变更。

此外，不希望将本申请的范围局限于本说明书中所描述的过程、机器、制造、物质组成、方式、方法和步骤的特定实施例。本领域技术人员将从本发明的公开容易地明白，根据本发明，可利用目前现有或稍后要开发的用于与本文中所描述的对应实施例执行大体上相同的功能或实现大体上相同的结果的过程、机器、制造、物质组成、方式、方法或步骤。因此，希望随附权利要求在它们的范围内包含此类过程、机器、制造、物质组成、方式、方法或步骤。