一种超宽带探地雷达蝶形开槽天线优化结构及方法

技术领域

本发明涉及探地雷达技术领域，具体为一种超宽带探地雷达蝶形开槽天线优化结构及方法。

背景技术

随着大基建时代的到来，在工程与环境中遇到的地质问题日渐成为人们关注和研究的焦点。探地雷达(Ground Penetrating Radar,GPR)作为地下超浅层探测成像最有效的方法，在查明和解决浅层地质问题上得到广泛应用。相比于瞬变电磁法和频率域电磁法，探地雷达在10m内的浅层地质探测中的精度和准确度具有无可比拟的优势。在地球物理的探测过程中，探地雷达用来研究基岩、泥土层、地下水和冰层的分布；在工程中，广泛应用于道路地下管线或管道探测、公路质量评估、桥梁隧道裂缝检测和铁路地基探测等。

一般的探地雷达系统主要由主机(主控单元)、发射机和接收机三部分组成；主机用于向发射机发送控制命令；命令下达之后，发射机向地下发射雷达脉冲波；接收机通过天线将空中获取到反射电磁波转换为电压信号。该信号经过AD转换和数据处理最终得到地下空间信息。

其中，天线作为信号发射的最后一环和接收的第一环，其设计参数直接影响着探测信号质量，进而影响仪器精度。在天线设计中，要根据不同的应用领域选择相对应的天线类型。对于脉冲型探地雷达，由于其含有较多的频率分量对带宽要求较高；同时为了得到深层的数据，除了要求输入天线的发射信号功率较大以外，也要求天线具有足够的增益。另外，在一些应用中，由于天线需要移动，对天线的尺寸、重量和物理结构的可靠性提出了较高的要求。因此，设计一款高带宽高增益且尺寸较小的天线具有重要意义。

在探地雷达应用中常用的超宽带天线有Vivaldi天线、螺旋天线、喇叭天线和蝶形振子天线等。相较于其他几种天线，蝶形天线具有重量轻、设计和制造方便、平面结构紧凑等优点。

天线带宽往往取决于天线在不同频率下的阻抗是否发生剧烈变化。根据传输线原理，维持良好的阻抗匹配的天线能够在不同频率下仍有较小的反射波，较高的天线发射效率；考虑到脉冲信号高频分量较多，因此在天线设计中需要达到较高的带宽。目前大多蝶形天线通过电阻加载、结构加载和多谐振结构的方式展宽带宽。

其中电阻加载是通过改善天线表面的电流分布和阻抗特性进而改变天线的带宽，依据电阻在天线上加载位置的不同分为集中式加载和分布式加载；然而加载电阻不可避免会导致增益的降低，因此在带宽展开中采用此种方法需要根据要求采取合适的电阻加载方式和电阻阻值。类似于电阻加载，结构加载主要是通过改变天线形状实现的；对于蝶形天线形状的改变，大多是对三角形底边进行延展或挖槽。一般的普通天线只有一个谐振点或者多个谐振点相差较远，多谐振结构则是将其他的谐振点通过形状结构组合/剪切的方式，将高频谐振点左移，使得多个谐振频率接近，拓宽了VSWR的频率范围，进而展宽了带宽。

在过去的几十年中，针对普通蝶形天线及其变体有了很多研究，然而针对其增益较小的问题，大多采用的都是加载屏蔽腔、反射材料和介质透镜等方法。其中加载反射材料和介质透镜都必须根据天线频率与形状设计选择合适的材料，设计较为复杂、专业知识要求高。而针对于增益较大(约为普通蝶形的两倍)的蝶形开槽天线其带宽展宽等研究较少，且大部分研究设计的天线带宽相对较低。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明提供了一种超宽带探地雷达蝶形开槽天线优化结构及方法，其中方法包括以下步骤：

S1、利用仿真软件对普通蝶形天线进行仿真，得到其阻抗特性；

S2、分析所述阻抗特性，通过改变普通蝶形天线输入端的形状，将高频段的阻抗降低，得到改进的蝶形天线；

S3、分析所述改进的蝶形天线的电流分布，得到改进蝶形天线的电流在天线末端反射情况；

S4、根据电流在天线末端反射情况，对改进的蝶形天线进行圆化处理，并利用遗传算法组合二次拉格朗日非线性规划算法对天线圆化处理参数进行优化，得到最终的蝶形天线结构。

进一步地，步骤S1中，所述普通蝶形天线的介质基板为长方体，介质基板上均匀覆盖与介质基板长宽相同的铜片，铜片正中间覆盖天线输入端，对天线输入端左右对称分布、顶角的顶点均位于铜片中心、底边位于铜片内部且平行介质基板左右两边的两个等腰三角形下方铜片进行开槽处理，且天线输入端下方铜片不开槽形成普通蝶形开槽。

进一步地，步骤S2中，改变普通蝶形天线输入端的形状具体为：在普通蝶形天线信号输入端上下两侧分别加入长边紧邻天线信号输入端的长方体天线臂。

进一步地，步骤S4中，对改进的蝶形天线进行圆化处理具体为：在改进的蝶形天线铜片的四角、蝶形开槽底角、蝶形天线铜片两个长边中间部分、蝶形开槽与天线臂下方铜片形成的锐角，进行圆化处理。

进一步地，圆化处理具体为：

天线铜片四角圆化处理具体为：设置一个辅助的椭圆，以介质基板中心为椭圆圆心，椭圆的长轴和短轴分别长于介质基板的长和宽，且天线中心的主体部分保留在椭圆内部，铜片四角在椭圆外部，切除铜片在椭圆外部的四角部分，形成圆弧；

蝶形天线铜片两个长边中间部分进行圆化处理：设置两个圆心在铜片外、且圆心位于铜片垂直中分线、关于铜片水平中分线对称的辅助椭圆，椭圆长轴平行于铜片长边，椭圆与铜片上下有重合部分，对重合部分进行开槽，其中，重合部分不包括天线其他主体结构；

改进的蝶形天线三角形底角、三角形与天线臂下方铜片形成的锐角，进行圆化处理：将三角形的两个底角进行对称的圆化处理，与三角形与天线臂下方铜片形成的锐角，进行圆化处理后，对天线输入端外部的圆化处理后的三角形铜片部分进行开槽。

进一步地，圆化处理参数具体为所述等腰三角形的底边长度，等腰三角形底边到天线输入端馈电右侧的距离，等腰三角形底角顶点到圆弧与开槽三角形底边交点的距离，辅助椭圆长轴和短轴的长度，天线臂长和宽。

一种超宽带探地雷达蝶形开槽天线优化结构，采用所述的一种超宽带探地雷达蝶形开槽天线优化方法优化的结构，包括：

天线主体铜片、天线信号输入端、介质基板；

所述天线信号输入端包含SMA信号输入端和天线臂；

所述介质基板为长方体；

所述SMA信号输入端覆盖在主体铜片中心；

所述天线臂为长方体，覆盖在主体铜片中间，数量为2，对称分布于SMA信号输入端上下两侧，长边紧邻SMA信号输入端，且长边与介质基板上边平行；

所述介质基板上均匀覆盖与介质基板长宽相同的铜片，对顶角的顶点位于铜片中心、底边位于铜片内部且平行介质基板左右对称分布的两个等腰三角形的两个底角均进行对称圆化处理；对等腰三角形与天线臂下方铜片形成的锐角，进行圆化处理；对两个经过圆化处理的等腰三角形铜片进行挖槽处理，且天线信号输入端覆盖部分的铜片不进行挖槽，形成蝶形开槽；

对铜片上下中间部分对称挖去圆弧缺槽，进行圆化处理，挖去的圆弧缺槽不包括天线其他部分，开槽后覆盖在介质基板上的铜片为主体铜片。

进一步地，通过改变天线臂的长宽改变天线在不同频段下的输入阻抗参数，提高天线带宽。

本发明提供了一种超宽带探地雷达蝶形开槽天线优化结构及方法，具备以下有益效果：

本发明的天线结构新颖、制作成本低，采用天线输入端加臂处理、并通过改变天线臂的长宽改变天线在不同频段下的输入阻抗参数，提高天线带宽；天线圆化处理减小了天线的振铃效应，提高天线带宽。优化后的天线增益为普通蝶形天线的两倍，适用于脉冲式探地雷达领域。

附图说明

图1为本发明一种超宽带探地雷达蝶形开槽天线优化方法流程图；

图2为普通蝶形天线结构图；

图3为普通蝶形开槽天线输入阻抗；

图4为本发明实施例加臂开槽天线电流分布图；

图5为本发明实施例圆化位置及相关参数位置标注图；

图6为本发明实施例最终优化后蝶形开槽天线电场分布图；

图7为本发明实施例优化蝶形开槽天线参数的优化算法流程图；

图8为本发明实施例一种超宽带探地雷达蝶形开槽天线优化结构的形状结构图；

图9为本发明实施例最终优化后蝶形开槽天线回波损耗仿真实测对比图；

图10为本发明实施例最终优化后蝶形开槽天线主辐射方向仿真增益图；

图11为本发明实施例最终优化后蝶形开槽天线方向图。

具体实施方式

本发明的实施例，提供技术方案：一种超宽带探地雷达蝶形开槽天线优化结构及方法。

请参阅图1，图1为本发明一种超宽带探地雷达蝶形开槽天线优化方法流程图，其中的方法包括以下步骤：

S1、利用Ansys HFSS软件对普通蝶形天线进行仿真，得到其阻抗特性，其中，普通蝶形天线的介质基板为长方体，介质基板上均匀覆盖与介质基板长宽相同的铜片，铜片正中间覆盖天线输入端，对天线输入端左右对称分布、顶角的顶点均位于铜片中心、底边位于铜片内部且平行介质基板左右两边的两个等腰三角形下方铜片进行开槽处理，且天线输入端下方铜片不开槽形成普通蝶形开槽。参考图2，图2为普通蝶形天线结构图。

S2、参考图3，图3为普通蝶形开槽天线输入阻抗，分析其阻抗特性，并在此基础上进行优化。观察仿真可以看到普通蝶形开槽天线的高频段输入阻抗迅速增加到100欧姆，而虚部在该频段相对较为平滑但整体容性过多。因此，若需要提高天线高频段的带宽，必须将高频段的阻抗降低。天线输入端的形状对天线的影响最大；基于此，在紧邻普通蝶形天线信号输入端上下两侧分别加入横着的长方体天线臂，以改善天线的高频段阻抗。对于导线横截面积越大电阻越小；同时普通蝶形天线信号输入端张角越大、天线整体越“胖”带宽越宽。因此，通过改变天线臂的长宽可以迅速改变天线在不同频段下的输入阻抗参数，进而实现天线的高带宽。通过改变普通蝶形天线输入端的形状，降低高频段阻抗，得到改进的蝶形天线。

本实施例中，通过在普通蝶形天线信号输入端上下两侧分别加入长边紧邻天线信号输入端的长方体天线臂，改变普通蝶形天线输入端的形状。

S3、分析改进的蝶形天线的电流分布，可以发现其在天线末端反射较为明显，得到所述改进蝶形天线的电流在天线末端反射情况。

无限长的双锥天线阻抗与频率无关，可以达到很高的带宽。然而实际的天线对尺寸都是有要求的，因此必须在末端进行截断，这就造成了电流在天线末端由于突然截断产生反射，进而产生振铃效应。这种电流反射不仅会造成发射信号的拖尾，导致多个信号在地下介质中多次反射；同时在天线接收端感应到的电流也会进行发射，加剧拖尾现象。与用于通信的天线不同，探地雷达天线需要对回波数据峰值点进行识别和处理；而电流反射将会造成峰值点的误判或覆盖原有介质分层处的峰值，进而对数据处理产生极大困难，并严重影响探地雷达仪器的精度和探测深度。因此大多数蝶形天线设计者都会采用末端加载的方式抑制振铃效应，然而这种电阻/电容加载方式会影响天线的辐射效率，降低天线的增益。

S4、根据电流在天线末端反射情况，电流在形状剧烈变化的地方会产生反射；因此在天线末端要减小锐角的出现，在对应的地方进行圆化处理。

参考图4，图4为本发明实施例加臂开槽天线电流分布图，观察加臂蝶形开槽天线电流分布图可以看到，电流反射主要发生在铜片四角、三角形开槽锐角和天线长边中间部分，对这几个地方进行椭圆圆化处理如图5所示，图5为本发明实施例圆化位置及相关参数位置标注图。

对改进的蝶形天线进行圆化处理具体为：在改进的蝶形天线铜片的四角、蝶形开槽底角、蝶形天线铜片两个长边中间部分、蝶形开槽与天线臂下方铜片形成的锐角，进行圆化处理。

改进的蝶形天线铜片四角圆化处理具体为：设置一个辅助的椭圆，以介质基板中心为椭圆圆心，椭圆的长轴和短轴分别长于介质基板的长和宽，且天线中心的主体部分保留在椭圆内部，铜片四角在椭圆外部，切除铜片在椭圆外部的四角部分，形成圆弧；

改进的蝶形天线铜片两个长边中间部分进行圆化处理：设置两个圆心在铜片外、且圆心位于铜片垂直中分线、关于铜片水平中分线对称的辅助椭圆，椭圆长轴平行于铜片长边，椭圆与铜片上下有重合部分，对重合部分进行开槽，其中，重合部分不包括天线其他主体结构；

改进的蝶形天线三角形底角圆化处理：将三角形的两个底角进行对称的圆化处理。对于底角圆弧的确定，为了便于后续形状优化，减少变量个数，圆弧的圆心位于底角和顶角角平分线的交点，圆弧的半径可以根据需要变化。

圆化处理参数具体为所述等腰三角形的底边长度，等腰三角形底边到天线输入端馈电右侧的距离，等腰三角形底角顶点到圆弧与开槽三角形底边交点的距离，辅助椭圆长轴和短轴的长度，天线臂长和宽。

参考图5中相关参数标注位置，内部开槽的三角形底边的两个角进行对称圆弧化处理的圆弧的圆心到基板中心距离计算公式为：

内部开槽的三角形底边的两个角进行对称圆弧化处理的圆弧的圆心到三角形底边的距离：

内部开槽的三角形底边的两个角进行对称圆弧化处理的圆弧的角度θ为：

其中，A

在用优化算法对天线性能进行优化之前，首先要确定天线的基本结构。针对该结构进行参数变量化，如图5所示。中心SMA馈电长宽均为1cm，开槽三角形的底边长度为O

确定天线结构和参数变量取值范围后，利用遗传算法组合二次拉格朗日非线性规划算法对天线圆化处理参数进行优化，得到最终的蝶形天线结构。

优化后的天线场分布如图6所示，图6为本发明实施例电场分布图。可以看到天线四周电流反射得到明显改善，四周部分电场分布相对更加均匀，可以应用于脉冲式探地雷达系统之中。

在选择优化算法时，由于天线设计变量是线性化的，而大部分变量在一个小的范围内对天线参数的影响一般也是线性的，因此为了提高算法的优化速率，可以采用全局最优加局部最优算法组合的方式。以遗传算法(Genetic Algorithm,GA)组合二次拉格朗日非线性规划算法(Non-linear Programming by Quadratic Lagrangian，NLPQL)为例，算法流程如图7所示。首先初步优化创建初始种群时使用宽范围步长大的变量取值，在设置合理的控制参数(种群大小、遗传代数、交叉概率、变异概率等)，对算子进行交叉变异，生成新的种群，最终优化得到几个回波损耗较小的值参数点后；再利用二次拉格朗日非线性规划算法分别在那几个参数点下使用小范围步长小的变量对天线参数进行优化，最终选取符合要求的效果最好的天线参数。

采用上述的一种超宽带探地雷达蝶形开槽天线优化方法优化后的天线结构参考图8，图8为本发明实施例一种超宽带探地雷达蝶形开槽天线优化结构的形状结构图。

包括天线主体铜片1、天线信号输入端2、介质基板3；天线信号输入端2包含SMA信号输入端5和天线臂4。介质基板3为长方体；SMA信号输入端2覆盖在主体铜片1中心。

本实施例中，定位孔大小为M3，介质基板3材料为FR4，厚度为1.6mm；主体铜片1铜厚度为1盎司；为减少对介质基板的损坏，SMA信号输入端5采用50Ω的贴片SMA。

本实施例在紧邻SMA信号输入端2上下两侧加入对称分布，长边紧邻SMA信号输入端2且长边与介质基板3上边平行的2个长方体天线臂4；天线臂4覆盖在主体铜片1中间。通过改变天线臂4的长宽改变天线在不同频段下的输入阻抗参数，提高天线带宽。

本实施例中，介质基板3上均匀覆盖与介质基板3长宽相同的铜片，对顶角的顶点位于铜片中心、底边位于铜片内部且平行介质基板左右对称分布的两个等腰三角形的两个底角均进行对称圆化处理；对等腰三角形与天线臂下方铜片形成的锐角，进行圆化处理；对两个经过圆化处理的等腰三角形铜片进行挖槽处理，且天线信号输入端2覆盖部分的铜片不进行挖槽，形成蝶形开槽。

对铜片上下中间部分对称挖去圆弧缺槽，进行圆化处理，挖去的圆弧缺槽不包括天线其他部分，开槽后覆盖在介质基板3上的铜片为主体铜片1。标号6为圆化处理示意位置。

天线仿真软件采用Ansys HFSS，打样并贴上SMA测试，测试仪器为AgilentTechnologies公司的网络分析仪，得到的回波损耗仿真实测对比图如图9所示。仿真结果表明，天线的带宽(以回波损耗S11<-10dB为准)从0.35GHz到1.28GHz，绝对带宽为0.93GHz，相对带宽为114.1％。而实际测试的结果与仿真基本一致，甚至其低频截止频率达到0.3GHz，高频截止频率大于1.5GHz，只是在0.5-0.7GHz范围内回波损耗略高，但最高点仅为-7.9dB，满足实际需求需要。

仿真天线主辐射方向最大增益(-15°～+15°)如下图10所示。可以看到天线增益从低频开始快速增加，到0.5GHz后增益基本维持在8dBi以上，而带宽内最低点0.35GHz的增益也达到了3.7dBi，天线的总体增益较高，满足实际需求需要。

本天线在0.3GHz和0.6GHz的E面和H面辐射方向图如图11所示，反映了不同方向的电磁波发射和接收能力。可以看到0.4GHz下E面方向图基本为8字形，而H面为椭圆形；而0.6GHz下方向图E、H面基本相同，均为橄榄球形，方向性和增益更好。

为了约束天线的方向性，天线辐射方向的一侧可以增加矩形的屏蔽腔，内部填充吸波材料。

以上仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。