一种降压型功率变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及电子电力技术领域，特别涉及一种降压型功率变换器及其控制方法。

背景技术

DC-DC变换器因具有输出稳定电压和效率高的优点，越来越广泛地应用在计算机、户外电源，车载电源、自动化或电子仪器等领域。而BUCK变换器是常见的一种DC-DC变换器，BUCK变换器也称为降压变换器，即输出电压总是小于输入电压。

但是现有技术中，降压变换器存在如下问题：

1.由于在经典BUCK变换器中，工作在低占空比(高降压比)的CCM轻载条件下，需要更大的LC滤波网络进行纹波管理与有效控制，即需要更大的磁性元件电感进行能量的充储和传递，与更大的输出端滤波电容才能合理控制纹波水平。

2.普通的降压变换器拓扑一般为单输入单输出结构，无法进行多输出的实际应用需求，常需要进行多个降压变换器组合使用，效率低下。

3.对于传统的降压型变换器中，一般使用低成本的基于纹波的模拟控制方法，而此类控制器需要建立在一定的输出纹波信息上进行控制，导致设计变换器时需要在控制性能、采样损耗、输出纹波之间进行取舍。

为此，需要一种体积小、成本低的降压型功率变换器及其控制方法。

发明内容

本发明的目的之一在于，提供一种降压型功率变换器，能够有效缩小体积、降低成本。

为了解决上述技术问题，本申请提供如下技术方案：

一种降压型功率变换器，包括电荷泵半压单元：

电荷泵半压单元包括输入端Vin、半压电容C1、半压电容C3、飞跨泵电容C2、开关管SW1、开关管SW2、开关管SW3和开关管SW4；

开关管SW4的源极与半压电容C3的一端，以及输入端Vin的正极连接；开关管SW4的漏极与开关管SW3的漏极连接，连接点之间形成电压节点node3；

开关管SW3的源极与开关管SW2的源极连接，连接点之间形成电压节点node2；

开关管SW2的漏极与开关管SW1的漏极连接，连接点之间形成电压节点node1；

开关管SW1的源极接地；

半压电容C3的另一端与半压电容C1的一端连接，连接点之间形成输出节点Vout1；

电压节点node2与输出节点Vout1连接；

半压电容C1的另一端接地；

飞跨泵电容C2的一端与电压节点node3连接，另一端与电压节点node1连接。

进一步，还包括降压单元，降压单元包括电感L1与电容Cout；

电感L1的一端与电压节点node1连接，电感L1的另一端与电容Cout的一端连接，连接点之间形成输出节点Vout2；电容Cout的另一端接地。

进一步，还包括纹波信息采样电路，纹波信息采样电路包括并联型RC滤波器、下臂分压电阻R_divider和模拟控制器；

并联型RC滤波器包括电阻Rs和电容Cs；电阻Rs的一端与电感L1的一端连接，电阻Rs的另一端与电容Cs的一端连接，连接点之间形成采样电压节点Vs；电容Cs的另一端与电感L1的另一端连接；

下臂分压电阻R_divider的一端与采样电压节点Vs连接，另一端接地；

模拟控制器用于从采样电压节点Vs处获取电感纹波信息，基于电感纹波信息进行定频电压峰值模式模式控制。

进一步，所述输入端Vin采用48V或40V电压输入。

进一步，所述开关管SW1和开关管SW3采用N-MOSFET,开关管SW2和开关管SW3采用P-MOSFET。

本发明的目的之二在于，提供一种降压型功率变换器控制方法，包括如下内容：

S1、在输出节点Vout2与采样电压节点Vs之间注入与电感纹波同相位的阻性等比例线性纹波；

S2、从采样电压节点Vs处获取电感纹波信息，将其输入至模拟控制器中进行定频电压峰值模式模式控制。

本发明的降压型功率变换器，采用电荷泵半压结构，将高压输入端经过电荷泵半压单元将电压等级降低至一半，作为第一路低压输出，再将电荷泵半压单元中的半桥结构与LC滤波网络相结合，形成主动整流的降压单元，得到第二路低压输出。

在纹波信息采样及控制方面：基于纹波注入法对降压型功率变换器第二路低压输出进行改进纹波控制，采用并联型RC滤波器、戴维宁等效采样电阻分压器得到对应的等效电感纹波信息(反映开关节点状态)，使得模拟控制器可以在在CCM下进行各类基于纹波的控制模拟，例如滞环控制、定关断时间峰值电压控制、定导通时间谷值电压控制、定频峰值/谷值电压控制等各类衍生纹波控制。

本发明的有益效果如下：

1、提出一种电荷泵半压结构，先将功率母线输入电压降为一半，再将电荷泵半压单元半桥结构中加入LC滤波环节，构成主动整流的降压单元，其整体降压比是经典BUCK变换器的两倍，在合理CCM占空比下实现对应无源器件(特别是磁性元件)的数值及体积、成本的减少。

2、降压型功率变换器具有电荷泵半压单元和降压单元，能够提供两路不同电压等级的低压输出，相较于传统降压变换器单输入单输出拓扑结构有了更多输出选择；同时简化了多级降压输出电路结构。

3、在降压型功率变换器控制方法上，采用纹波注入法，结合并联型RC滤波器、戴维宁等效采样电阻分压器得到对应的等效电感纹波信息(反映开关节点状态)对降压单元进行CCM下的基于纹波的电压反馈控制，在保证较好控制性能下，无需在功率回路额外添加串联采样电阻，极大程度减小了输出电压纹波等级与损耗，提高变换器效率，同时兼具成本低、控制响应快等特点。

附图说明

图1为实施例一一种降压型功率变换器电路拓扑图；

图2为实施例一一种降压型功率变换器控制方法中定频峰值电压控制的示意图；

图3为经典电荷泵倍压电路拓扑图；

图4为经典纹波控制中流经输出端电容的电感电流纹波和输出电压纹波波形示意图；

图5为电感电流流纹波、采样纹波、输出纹波波形对比示意图。

具体实施方式

下面通过具体实施方式进一步详细说明：

实施例一

本实施例的降压型功率变换器可应用于户外电源模块或车载电源部分电路中。降压型功率变换器的电路拓扑如附图1所示，包括电荷泵半压单元、降压单元和纹波信息采样电路。

电荷泵半压单元包括输入端Vin，半压电容C1、C3，飞跨泵电容C2，开关管SW1、SW2、SW3、SW4。

开关管SW4的源极与半压电容C3的一端，以及输入端Vin的正极连接；开关管SW4的漏极与开关管SW3的漏极连接，连接点之间形成电压节点node3；

开关管SW3的源极与开关管SW2的源极连接，连接点之间形成电压节点node2；

开关管SW2的漏极与开关管SW1的漏极连接，连接点之间形成电压节点node1；

开关管SW1的源极接地；

半压电容C3的另一端与半压电容C1的一端连接，连接点之间形成输出节点Vout1；

电压节点node2与输出节点Vout1连接；

半压电容C1的另一端接地；

飞跨泵电容C2的一端与电压节点node3连接，另一端与电压节点node1连接。

输入端Vin的负极接地。

还包括模拟负载Load1，模拟负载Load1的一端与电压节点Vout1连接，另一端接地。

还包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C4、电容C5、电容C6；

二极管D1的正极与开关管SW2的栅极连接；二极管D1的负极与电压节点node2连接；电阻R1的一端与二极管D1的负极连接，另一端与开关管SW2的栅极连接；电容C4的一端连接栅极驱动控制信号G_up，另一端与开关管SW2的栅极连接。

二极管D2的正极与电阻R2的一端连接，二极管D2的正极还与电压节点node2连接，二极管D2的负极与电阻R2的另一端连接；电阻R2的另一端还与电容C5的一端连接，电容C5的另一端连接栅极驱动控制信号G_dn；电容C5的一端还与开关管SW3的栅极连接；

二极管D3的正极与电阻R3的一端连接，二极管D3的负极与电阻R3的另一端连接，电阻R3的一端还与电容C6的一端连接，电容C6的另一端连接栅极驱动控制信号G_up；电容C6的一端还与开关管SW4的栅极连接。

本实施例中，输入端采用锂电池48V母线电压输入；开关管采用MOSFET，其中开关管SW1和SW3采用N-MOSFET,开关管SW2和SW3采用P-MOSFET。

从电压节点node2(也就是半压电容C1、C3的中点，即半压节点)引出第一路低压24V输出节点Vout1(锂电池48V母线电压的一半)，本实施例中，输出节点Vout1可以为PD快充(24V/3.5A)供电，Load1为其模拟负载。

在此基础上，电荷泵半压单元的电压节点node2恒定电压，与下方半桥SW1、SW2构成主动整流结构，进一步从半桥中间电压节点node1引出一条支路，加入LC滤波网络，进而得到第二路输出节点Vout2。

具体的，降压单元包括电感L1与电容Cout。

电感L1的一端与电压节点node1连接，电感L1的另一端与电容Cout的一端连接，连接点之间形成输出节点Vout2；

电容Cout的另一端接地；

还包括模拟负载Load12，模拟负载Load2的一端与输出节点Vout2连接，另一端接地，本实施例中，RL为电感L1本身寄生电阻。

在降压单元中，电感L1与电容Cout构成LC滤波网络，加入在电压节点node2与电荷泵半压单元中的半桥结构，即开关管SW1、SW2的环路中，对24V输出节点Vout1进一步降压,得到第二路12V电压的输出节点Vout2。本实施例中，输出节点Vout2可以作为12V点烟器输出,也可进一步通过转换头为5V移动设备充电，Load2为其模拟负载。

进一步可对上述降压单元在CCM下进行改进纹波控制，得出可调节的第二路输出节点Vout2。

纹波信息采样电路包括并联型RC滤波器、下臂分压电阻R_divider和模拟控制器；并联型RC滤波器并联在电感L1两侧；

具体的，并联型RC滤波器包括电阻Rs和电容Cs；电阻Rs的一端与电感L1的一端连接，电阻Rs的另一端与电容Cs的一端连接，连接点之间形成采样电压节点Vs；电容Cs的另一端与电感L1的另一端连接，由于电感L1存在寄生电阻RL，电容Cs的另一端也即与寄生电阻RL连接。

下臂分压电阻R_divider的一端与采样电压节点Vs连接，另一端接地。

基于上述降压型功率变换器，本实施例还提供降压型功率变换器控制方法，包括如下内容：

在输出节点Vout2与采样电压节点Vs之间(即电容Cs两端)注入与电感纹波同相位的阻性等比例线性纹波；

从采样电压节点Vs处获取增强的电感纹波信息，将其输入至模拟控制器中进行定频电压峰值模式模式控制；本实施例中，进行如图2所示的定频电压峰值模式模式控制。

经典的电荷泵倍压电路如图3所示，其由半桥开关管Sa、Sb，被动整流二极管Da、Db，与飞跨泵电容Ca，输出端稳压电容Cb构成，Vi为输入电源，Vo为输出端，通过半桥开关管控制对电荷泵充放电实现二倍压(或串联多倍压)功能。

本实施例中的电荷泵半压单元由经典电荷泵倍压电路原理反推并逆向运用改进而来：将图3电荷泵倍压电路中输入输出互换电路位置，被动整流二极管更换为主动整流MOSFET开关管，构成双半桥结构，并在双半桥中间连接节点处各引出一半压电容连接至输入端和输出端，形成对称充电回路，并稳定二分之一倍母线电压，进而构成如图1所示电荷泵半压单元。

相比于现有方案，本实施例中电荷泵半压单元形成与降压单元相互构成的关系和工作模态。现有方案不能和纹波控制优化相结合起来，因为电荷泵增益理想情况下本身是不受占空比约束的，和开关电源实质不属于一类变换器。本实施例的方案将电荷泵原理和开关电源的原理相结合，融合了电荷泵和开关电源结构及其优点，并进行了控制方法上的优化。

电荷泵半压单元工作原理如下：输入端Vin、半压电容C3、C1所构成的回路始终处于充电状态；当两对半桥的上桥臂开关管SW4、开关管SW2开通、下桥臂开关管SW3、开关管SW1关断时，充电电流流过由输入端Vin、开关管SW4、飞跨泵电容C2、开关管SW2、半压电容C1所构成的回路，为飞跨泵电容C2、半压电容C1充电；当两对半桥的上桥臂开关管SW4、开关管SW2关断、下桥臂开关管SW3、开关管SW1开通时，充电电流流过由输入端Vin、半压电容C3、开关管SW3、飞跨泵电容C2、开关管SW1所构成的回路，为半压电容C3、飞跨泵电容C2充电；上述结构与工作模式使得功率逆向流动，实现从高压逆流回低压侧，形成电荷泵半压单元，并将双半桥中间电压节点node2(即半压节点)对地作为降压型功率变换器的第一路24V输出节点Vout1，半压电容C1作为其输出节点的滤波电容。

电荷泵半压单元继承了经典电荷泵倍压电路在容值适配的条件下，倍压增益固定、不受占空比约束的特点，在半压节点node2将得到稳定的二分之一倍母线电压。

降压单元工作原理如下：电荷泵半压单元中的下方半桥开关管SW1、开关管SW2及稳定电压节点node2、半压电容C1，具有不受占空比约束的特点，降压单元结合电荷泵半压单元中上述部分得到第二路输出，因此降压单元与电荷泵半压单元可实现解耦控制，即降压单元调节占空比控制其电压增益并不会影响到电荷泵半压单元的固定增益。

经典的纹波控制是一种在CCM下基于电感纹波信息的控制策略，从电感纹波信息中获取传递开关电压节点的开断情况，并进行相应控制、触发、反馈处理，具有成本低、控制响应快的特点。对于传统的降压型变换器纹波控制来说，输出侧电容滤波后，其输出电压纹波主要由两部分叠加构成：一是容性纹波，二是阻性纹波。如图4所示，容性纹波由电感电流对输出侧电容充电产生的纹波得出，其为非线性的电容充电纹波，与电感电流纹波存在90度相位差，无法进行有效的纹波控制；而阻性纹波为电感电流纹波与输出电容等效串联电阻ESR之间的乘积所得，与电感纹波同相位，线性传递着电感纹波信息并反映开关节点状态，可对其进行有效的纹波控制。

为了在基于阻性纹波控制的同时将输出端整体纹波水平控制在一个较小的范围内，本实施例的控制方法采用纹波注入法，利用并联型RC滤波器、戴维宁等效采样电阻分压器对纹波控制进行改进，具体结构如图1所示。

在此结构中，RL为电感L1本身寄生电阻，无需在功率通路上引入额外电感纹波采样电阻，从而降低损耗。同时，在电感L1两侧引入并联型RC滤波器；

根据电路关系，采样电压节点Vs的电压可表示为：

从上式中知，可调节并联型RC滤波器的数值来配合电感L1选取，调节电压节点Vs的相位和电感纹波信号强度。电压节点Vs对地电压同时等于输出节点Vout2加上电容Cs两端电压V

本实施例在电压节点Vs对地引一个下臂分压电阻R_divider，对电压节点Vs至电压节点node1做戴维宁等效，则下臂分压电阻R_divider与电阻R3构成戴维宁等效电阻分压器，对电压节点node1对地的等效直流源(等效直流源的电压为半压电容C1两端电压乘以开关管SW2的占空比)进行分压，使得电容Cs两端电压(设上正下负)直流分量变为负，从而在电压节点Vs处与第二路输出节点Vout2相叠加得到一个适合的模拟控制器采样电压水平，简化了采样电路与成本。

将电压节点Vs采样电压输入至模拟控制器，进行如图2所示的定频电压峰值模式模式控制，可在电容Cout上几乎不考虑等效串联电阻的情况下，在输出节点Vout2处得到纹波水平极小的第二路输出，同时兼具较好的闭环反馈控制性能，对扰动响应迅速。

对于本实施例的降压型功率变换器在上述应用实例中的使用场景，与经典BUCK变换器在以下方面具有优势。

1、系统体积、成本、功率密度优化

本实施例基于纹波的控制方法具有响应快、成本低、控制环路简易等特点，但由于其纹波控制的特殊属性，功率变换器必须工作在CCM下进行电感纹波信息的捕捉；而在CCM的中轻载条件下，常需要较大的LC滤波网络才能保证变换器的正常工作；特别是电感类的磁性器件，其体积为容性器件或其他有源器件体积的数倍。本实施例方案所述降压型变换器的整体降压比是经典BUCK变换器的两倍，其降压单元的电感感值选型在BCM工况下(负载电流为纹波峰峰值的一半)的最小值可表示为：

上式中，由于本实施例所述降压型变换器在电荷泵半压单元已实现半倍降压，则类BUCK降压单元在应用实例中可工作在D＝0.5占空比条件(第一路输出Vout1＝24V转第二路输出Vout2＝12V)，从而达到最大电感电流纹波水平，提高CCM下限阈值；同时，由于项(V

2、系统多路输出与结构优化

本实施例的方案具有两路降压输出，且产生第二路输出的降压单元在产生第一路输出的电荷泵半压单元的下方半桥结构基础上加入了LC滤波网络，两路输出之间实现解耦控制；上述应用实例常见的户外电源或车载电源应用场景中，现有方案常使用多个降压变换器串联实现不同低压等级输出，且需要相应的多级独立控制环路，控制复杂，成本较高。通过上述对比，本实施例的方案在相应应用场景中具有多路输出和电路、控制简易高效的特点优势。

3、输出纹波管理

对于本实施例方案，采用纹波注入的方法对纹波采样、控制环路进行改进，使用并联型RC滤波器和戴维宁等效电阻分压器对电感纹波信息进行增强采样。对图1所示的降压型变换器拓扑结构和图2相应控制方法进行合理调参与电路仿真，得到图5所示电感电流i

从图5中可知(从上到下依次为电感电流流纹波(i

综上，本方案的降压型功率变换器及控制方法，实现了多路高降压比解耦输出、电路结构与元件简化、良好环路反馈控制性能、极低输出纹波与采样损耗，具有结构与控制简单可靠、体积小、成本低、性能良好等特点。

实施例二

本实施例与实施例一的区别在于，本实施例的降压型功率变换器输入端Vin采用40V电压输入；第一路输出节点Vout1输出20V，可以为笔记本PD快充；第二路输出节点Vout2输出5V，可以为手机PD快充。在其他实施例中，还可以根据实际情况，调整输入端Vin的输入电压，从而改变两路输出的电压，以适应不同的使用场景。

以上的仅是本发明的实施例，该发明不限于此实施案例涉及的领域，方案中公知的具体结构及特性等常识在此未作过多描述，所属领域普通技术人员知晓申请日或者优先权日之前发明所属技术领域所有的普通技术知识，能够获知该领域中所有的现有技术，并且具有应用该日期之前常规实验手段的能力，所属领域普通技术人员可以在本申请给出的启示下，结合自身能力完善并实施本方案，一些典型的公知结构或者公知方法不应当成为所属领域普通技术人员实施本申请的障碍。应当指出，对于本领域的技术人员来说，在不脱离本发明结构的前提下，还可以作出若干变形和改进，这些也应该视为本发明的保护范围，这些都不会影响本发明实施的效果和专利的实用性。本申请要求的保护范围应当以其权利要求的内容为准，说明书中的具体实施方式等记载可以用于解释权利要求的内容。