电流型PWM整流器直流侧电压波动抑制控制方法

技术领域

本发明涉及PWM整流器控制技术领域，特别的涉及一种电流型PWM整流器直流侧电压波动抑制控制方法。

背景技术

整流器经历了不可控整流、相控整流和PWM整流三个阶段，其中PWM整流克服了前两种方式中存在网侧电流畸变大和功率因数低等缺点，已被广泛应用于数据中心供电、微电网、新能源制氢等领域。PWM整流器分为电压源型整流器(voltage source rectifier，VSR)和电流源型整流器(current source rectifier，CSR)两类。与VSR不同，CSR具有宽范围输出、无需软启动、可靠的短路电流抑制能力等优势，使其在多个领域展现出较好的应用前景。

三相CSR作为有源前端时，不仅要实现高功率因数和网侧电流正弦化，还需保证直流侧输出电压稳定。但当直流侧负载功率发生突变时，将引起直流侧输出电压出现过冲、下冲并伴随较长的恢复过程，势必会对后级变换器供电产生稳定性、安全性等不利影响。

发明内容

针对上述现有技术的不足，本发明所要解决的技术问题是：如何提供一种能够提高网侧电流控制精度，改善了系统的动态性能的电流型PWM整流器直流侧电压波动抑制控制方法。

为了解决上述技术问题，本发明采用了如下的技术方案：

一种电流型PWM整流器直流侧电压波动抑制控制方法，其特征在于，先构建CSR系统在α-β两相静止坐标系下的数学模型：

式中：C

在网侧电流内环采用无差拍控制，获取CSR交流侧调制电流对CSR进行调制，所述CSR交流侧调制电流为：

式中，

其中，i

v

进一步的，在直流侧电压外环采用自抗扰控制直流侧的输出电压，所述自抗扰控制包括跟踪微分器、扩张状态观测器和线性状态误差反馈，所述跟踪微分器的控制表达式为：

式中：u

式中：z

所述线性状态误差反馈的控制表达式为：

式中：k

进一步的，所述CSR系统的IGBT S

进一步的，所述CSR系统的正、负直流母线端分别设置有电感L

综上所述，本发明具有如下优点：

1、能够使三相CSR系统保持良好的稳态、动态性能，在不同功率负载下，均能实现单位功率因数，电流THD值都能低于限制值且输出电压稳定、响应时间快。

2、系统发生负载突增或突减波动时，电压外环控制器均能有效抑制输出电压波动，保证三相CSR具有良好的抗干扰能力和强鲁棒性。

附图说明

图1为三相CSR主电路拓扑图。

图2为α-β坐标系下三相CSR等效电路图。

图3为直流侧输出电压与负载电流波形。

图4为DBC控制延时示意图。

图5和图6分别为s域中DBC控制框图和DBC等效控制框图。

图7为z域中DBC控制框图。

图8为电感偏差系数K变化对系统电流内环零极点的影响示意图。

图9为ADRC结构框图。

图10为不同ω

图11为系统控制框图。

图12为直流侧输出电压的稳态仿真结果。

图13为改进控制策略中a相网侧电压、电流的稳态仿真结果。

图14为改进控制策略中a相网侧电流THD的稳态仿真结果。

图15为功率因数的稳态仿真结果。

图16为负载由100％突减至50％时的直流侧输出电压。

图17为负载由100％突减至50％时改进控制策略中a相网侧电压、电流。

图18为负载由50％突增至100％时的直流侧输出电压。

图19为负载由50％突增至100％时改进控制策略中a相网侧电压、电流。

图20为三相CSR物理布局示意图。

图21为半载状态下稳态实验的网侧与直流侧波形。

图22为半载状态下稳态实验的a相网侧电流THD值。

图23为满载状态下稳态实验的网侧与直流侧波形。

图24为满载状态下稳态实验的a相网侧电流THD值。

图25为带载启动过程的动态响应实验波形。

图26为由100％负载突减至50％的动态响应实验波形。

图27为由50％负载突增至100％的动态响应实验波形。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明作进一步的详细说明。

先对CSR系统进行建模：三相CSR主电路拓扑如图1所示，v

假设三相输入电压平衡，根据基尔霍夫定律，三相abc坐标系下CSR的数学模型为：

式中：σ

利用矩阵T

得到三相CSR在两相静止α-β坐标系下的数学模型：

式中：v

为了保证输出电压质量，需要合理设计直流侧滤波电容C

1)根据对输出电压纹波Δu

/>

式中：m

2)C

当整流器负载功率发生突变时，将引起输出电压过冲、下冲现象，如图3所示。其中，过冲较大将增加输出电容电压应力，且易造成电容损坏；而下冲较大可能触发后级变换器的欠压保护，从而降低系统的可靠性。

由图3可知，t

式中：Δi

同理，下冲电压V

由过冲、下冲电压表达式可知，电压波动值与电容C

无差拍控制算法：对式(1)中第一项采用前向欧拉法进行离散化处理，可得：

式中：T

由于数字控制过程存在延时，即当前时刻输出的占空比，会因采样和计算时间而延时T

图4为DBC控制延时示意图，T

为了方便分析计算，忽略网侧等效电阻影响，根据式(9)和式(10)可得第k时刻和第k+1时刻的电流偏差分别为：

由于实际控制过程中不可能实现完全零误差，因此放松对DBC限制条件Δi(k+1)＝0的要求，令某时刻电流偏差等于相邻时刻电流偏差的平均值，则第k+1时刻电流偏差进一步表示为：

将式(13)带入式(12)可得CSR交流侧滤波电压为：

由于系统采样周期远小于电网工频周期，可得：

为了实现系统无静差跟踪控制，令式(14)中第k+2时刻电流等于第k时刻参考电流，即：

根据基尔霍夫电流定律可知，CSR交流侧调制电流为：

根据图2可知，两相静止坐标系下三相CSR系统在α、β轴系之间不存在耦合现象，且结构一致。故以α轴为参考，给出电流内环DBC控制框图，如图5所示。其中，G

由图5和图6可知，被控模型为交流侧电流i

为了实现数字控制，将被控模型进行离散化处理，对DBC控制器进行z变换处理，其离散域传递函数为：

式中：K＝L(～)

图5和图6中sC

对式(19)应用零阶保持器(zero-order holder，ZOH)变换，得被控对象离散域传递函数为：

其中：

图7为三相CSR系统内环DBC控制在z域下的控制框图，得电流内环开环、闭环离散域传递函数分别为：

根据图5、图6和图7中控制框图及离散域传递函数可知，电流内环无差拍控制器含有电感偏差系数K。从T

基于ADRC外环控制策略：ADRC具有较强的抗扰能力，能够对系统负载扰动进行观测，并在扰动对系统产生影响前及时针对扰动量进行补偿，其主要组成部分为跟踪微分器(tracking differentiator，TD)、扩张状态观测器(extended state observer，ESO)、线性状态误差反馈(linear state error feedback，LSEF)。

CSR直流侧电压外环模型分析

忽略滤波电感功率损耗，含容性负载的三相CSR系统输入侧、输出侧功率分别为：

忽略整流器环节功率损耗，有P

将d轴定向于电网电压矢量，有v

令

式中：u为输入变量，u＝i

由式(27)、(28)可知，当负载发生突变时，会引起直流侧输出电压波动，造成系统输出性能下降。

ADRC中ESO模块能将系统外部扰动扩张为新的状态变量，再对其进行实时观测并加以补偿。直流侧电压外环采用ADRC来控制输出电压，能有效抑制负载突变引起输出电压超调问题。

ADRC控制算法：由式(28)可知，三相CSR直流侧输出电压与网侧d轴电流之间可采用一阶ADRC进行控制，其控制结构如图9所示。

跟踪微分器TD用于直流参考电压的获取和配置过渡过程，使其在有限时间内精准跟踪参考电压，有效避免了超调产生，其控制表达式为：

式中：u

扩张状态观测器ESO用于直流侧负载扰动观测，并对负载扰动进行补偿，从而提高系统的抗扰能力，其控制表达式为：

式中：z

线性状态误差反馈LSEF用于控制量的生成，即获得电流内环的参考信号，其控制表达式为：

式中：k

为保证三相CSR系统稳定，将观测器极点均配置在ESO带宽ω

由上式可知：

ADRC稳定性分析及参数整定：将β

就ADRC而言，外环仍属于负反馈系统，其跟踪误差可表示为：

其中：f(t)由式(28)计算得到。

对式(35)进行拉氏变换，得到误差函数：

利用终值定理求得稳态误差为：

由式(37)可知，当外环系统稳定时，其跟踪误差为零，ADRC能够实现对状态变量z

ADRC中的观测器为关键部分，影响着整个系统的稳定性与抗干扰能力，参数β

根据ESO物理意义可知，z

根据式(39)可得ESO扰动项的幅相特性曲线，如图10所示。可以看出随着ω

LSEF中增益系数k

通过上述对三相CSR系统控制策略的分析，设计其系统控制框图如图11所示。

由图11所示，本实施例所提控制方案分为自抗扰电压外环和无差拍电流内环。电压外环采用自抗扰代替了传统PI控制，传统PI控制虽能满足系统稳定性，但发生突加或突减负载时，需等扰动产生影响后，方能通过反馈控制作用对其进行修正，无法实时对负载扰动进行补偿，其瞬态响应较慢，抗扰能力不足；针对该问题，在外环引入ADRC，因其ESO模块能够对负载扰动量进行实时补偿，提高了系统的抗干扰能力。通过外环ADRC控制输出d轴参考电流

仿真：为验证CSR采用本实施例所提控制策略时，对直流侧电压、网侧电流控制的有效性与正确性，在Matlab/Simulink仿真环境中搭建了三相CSR电路系统模型，并将其与传统PI控制策略进行对比分析，仿真中K＝1，主电路参数如表1所示。

表1CSR主要参数

/>

三相CSR分别采用所提控制策略和传统PI控制策略时，其稳态仿真波形如图12～图15所示。

由图12可知，当采用传统PI控制策略时，直流侧负载输出电压u

为验证所提控制策略的抗干扰能力和鲁棒性，对三相CSR系统进行负载突减、突增仿真验证，仿真结果如图16和图17、以及图18和图19所示。

图16和图17为系统从满载(6kW)突减至半载(3kW)的仿真波形。由图16可知，当负载发生突减变化时，采用传统PI控制策略直流侧输出电压u

图18为发生负载突增变化时采用传统PI控制策略和所提控制策略直流侧输出电压波形，可以看出采用传统PI控制策略时，发生突变后电压u

为了验证理论分析仿真结果的正确性，本实施例进一步搭建了三相CSR实验测试平台，实验参数与仿真参数保持一致。其中输入电源采用三相电网模拟器(Chroma-61830)，直流侧输出接电子负载(ITECH-IT8918)用来模拟负载变化情况。

图20给出了三相CSR平面结构示意图，底层为散热基板，采用分冷散热形式，功率模块通过交直流母排进行连接；中间层为驱动板和采样电路，顶层为调理电路和控制板。控制器DSP用来实现控制算法，而CPLD用来处理二三逻辑变换。实验样机具体器件参数见表2所示。

表2样机硬件器件选型

当负载分别为3kW(半载)和6kW(满载)两种工况时，三相CSR实验样机稳态波形分见为图21和图22，以及图23和图24所示。由图21和图22可以看出，半载工况下直流侧输出电压u

由图23和图24可以看出，满载工况下直流侧输出电压u

为了进一步验证系统的动态性能，分别进行带载启动和负载突变实验。图25给出了系统以40％负荷带载启动的直流侧输出电压u

本实施例针对三相CSR系统，提出了自抗扰与无差拍预测电流级联的控制策略。利用外环ADRC中扩张状态观测器实时估计扰动量并加以补偿，内环采用DBC跟踪控制网侧电流，并利用根轨迹法分析内环稳定性能，最后通过与传统PI控制策略进行仿真对比分析与实验验证，得以下结论：

1)本实施例所提出的控制策略能够使三相CSR系统保持良好的稳态、动态性能，在不同功率负载下，均能实现单位功率因数，电流THD值都能低于限制值且输出电压稳定、响应时间快。

2)系统发生负载突增或突减波动时，电压外环控制器均能有效抑制输出电压波动，保证三相CSR具有良好的抗干扰能力和强鲁棒性。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不以本发明为限制，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。