基于相量的信号检测器

相关申请

本申请要求2021年6月11日提交的第63/209,692号临时专利申请的权益，所述临时专利申请的公开内容由此以全文引用的方式并入本文中。

技术领域

本公开的技术大体上涉及无线通信，并且更具体地说，涉及检测载波频率偏移(CFO)未知的信号。

背景技术

无线通信已经变得普遍存在于电子装置、机器和车辆中。无线通信技术可以包含蜂窝(例如，5G)、WiFi、蓝牙、红外、超宽带宽(UWB)等。在物理级别(PHY)，当收发器或与收发器的通信首先被激活时，接收装置开始监听可识别信号。接收器识别信号的能力取决于信噪比(SNR)，其可能受许多因素影响，所述因素包含特定无线技术的功率限制、发送器与接收器之间的距离和环境条件以及其它因素。另外，发送器所生成的信号与接收器所预期的信号之间可能存在差异。例如，即使特定通信技术在预定义频率下操作，发送器和接收器的操作频率也都可能偏离到预定义频率之上或之下。因此，接收器可能难以识别所接收信号。所发送信号的频率与接收器的操作频率之间的这种差异被称为载波频率偏移或载波时钟频率偏移(CFO)。发送器或接收器中的振荡器的频率可由锁相环(PLL)稳定，但即使在采用PLL时，电路制造过程的差异以及环境条件也可能导致频率变化。发送器和接收器的频率也可能由于当发送器与接收器之间的距离变化时的多普勒效应而不同。因此，接收器可能难以检测传入信号。已使用各种方法来解决此问题，但此类方法在电路复杂性、功耗和/或信号检测时延方面可能成本高昂。

发明内容

提供了一种基于相量的信号检测器。还公开了信号处理的相关方法。无线装置接收编码到基于载波频率在射频信号中发送的符号中的数据。一种基于相量的信号检测器包含示例性信号处理器，所述示例性信号处理器采用信号处理方法来检测所接收信号中的符号，所述所接收信号具有偏离信号处理器的振荡器的频率的载波频率。信号处理器计算相量，所述相量指示所接收信号中的符号的第一符号组中的第一样本与第二符号组中的第二样本之间的相位差。第一样本和第二样本各自包含对应于第一和第二符号组中的符号的相同样本位置的实部和虚部。计算所述相量包含所述样本中的一个与所述样本中的另一个的共轭的复数乘法。在一些实例中，满足准则的相量的相位可用于估计载波频率偏移(CFO)。在一些情况下，如果估计的CFO在最大支持范围内，则信号处理器可以相干地累加符号。

示例性实施例提供了一种信号处理方法，其包括基于包括至少一个符号的第一符号组的能量计算第一样本，以及基于包括至少一个符号的第二符号组的能量计算第二样本。所述方法还包括计算第一样本和第二样本中的一个的第一共轭，以及基于第一共轭与第一样本和第二样本中的另一个的复数乘法来计算第一相量。在要求保护的方法中，第一样本对应于第一符号组的每个符号的第一样本位置；并且第二样本对应于第二符号组的每个符号的第一样本位置。

另一示例性实施例提供了一种信号处理器方法，其被配置成基于包括至少一个符号的第一符号组的能量计算第一样本，并且基于包括至少一个符号的第二符号组的能量计算第二样本。所述信号处理器还被配置成计算第一样本和第二样本中的一个的第一共轭，并且基于第一共轭与第一样本和第二样本中的另一个的复数乘法来计算第一相量。在信号处理器中，第一样本对应于第一符号组的每个符号的第一样本位置；并且第二样本对应于第二符号组的每个符号的第一样本位置。

本领域的技术人员将在结合附图阅读优选实施例的以下详细描述之后了解本公开的范围并且认识到本公开的另外的方面。

附图说明

并入本说明书中并形成本说明书的一部分的附图示出了本公开的几个方面，并且连同说明书一起用于解释本公开的原理。

图1是示出HRP(高速脉冲重复)、物理电平(PHY)、UWB(超宽带)包类型(802.15.4z)的图；

图2是用于计算第一相量的示例性信号处理方法的流程图；

图3示出了随着累加多个符号(或符号组)，相量(例如，基于相量的累加器)的累加振幅的增加；

图4包含示出非相干与相干(基于相量的)前导码累加的比较的曲线图；

图5是指示信号峰值——信号的连续符号之间的相位变化的样本的曲线；

图6是示出单包累加器的实例的曲线图，其可能不足以在基于相量的方法中区分弱信号与噪声；

图7是示出在基于相量的方法中相干地组合的累加器的曲线图；

图8是示出标准方法中的单包累加器的曲线图；

图9是示出非相干地组合的累加器(默认方法)的曲线图；

图10是示出相干地组合的累加器(默认方法，具有基于相量的组合)的曲线图；并且

图11是根据本文所公开的方法的包含包括信号处理器的收发器电路的通信系统的图。

具体实施方式

下文阐述的实施例表示使本领域技术人员能够实践实施例并且说明实践实施例的最佳模式所必需的信息。在根据附图阅读以下描述时，本领域技术人员将理解本公开的概念，并将认识到这些概念在此未特别述及的应用。应理解，这些概念和应用落入本公开和所附权利要求的范围内。

应理解，尽管术语第一、第二等在本文中可以用于描述各种元件，但这些元件不应受这些术语限制。这些术语仅用于区分一个元件与另一个元件。例如，在不脱离本公开的范围的情况下，第一元件可以被称为第二元件，并且类似地，第二元件可以被称为第一元件。如本文所用，术语“和/或”包含相关联所列项目中的一个或多个项目的任何和所有组合。

应理解，当诸如层、区域或基板等元件被称为“在另一个元件上”或延伸“到另一个元件上”时，其可以直接在另一元件上或直接延伸到另一元件上，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接在另一元件上”或“直接延伸到另一元件上”时，不存在中间元件。同样，应理解，当例如层、区或衬底的元件被称为“在另一元件上方”或“在另一元件上方延伸”时，其可以直接在另一元件上方或直接在另一元件上方延伸，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接在另一元件上方”或“直接在另一元件上方”延伸时，不存在中间元件。还应理解，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，其可以直接连接或耦合到另一元件，或者可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，不存在中间元件。

例如“以下”或“以上”或“上”或“下”或“水平”或“竖直”的相对术语在本文中可以用于描述一个元件、层或区与如图所示的另一元件、层或区的关系。应理解，这些术语和上面讨论的那些旨在包括除附图中描绘的定向之外的装置的不同定向。

本文所用的术语仅用于描述特定实施例的目的，并且不旨在限制本公开。如本文所用，除非上下文另外明确指示，否则单数形式“一(a/an)”和“所述”也旨在包含复数形式。还应理解，当在本文中使用时，项“包括(comprises/comprising)”和/或包含(includes/including)指定存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但不排除存在或添加一个或多个其它特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的群组。

除非另外定义，否则本文使用的所有术语(包含技术和科学术语)具有与本公开所属领域的普通技术人员通常理解的相同含义。将进一步理解的是，除非本文明确地定义，否则本文使用的术语应被解释为具有与其在本说明书的上下文和相关技术中的含义一致的含义，并且将不以理想化或过于正式的意义来解释。

提供了一种基于相量的信号检测器。还公开了信号处理的相关方法。无线装置接收编码到基于载波频率在射频信号中发送的符号中的数据。一种基于相量的信号检测器包含示例性信号处理器，所述示例性信号处理器采用信号处理方法来检测所接收信号中的符号，所述所接收信号具有偏离信号处理器的振荡器的频率的载波频率。信号处理器计算相量，所述相量指示所接收信号中的符号的第一符号组中的第一样本与第二符号组中的第二样本之间的相位差。第一样本和第二样本各自包含对应于第一和第二符号组中的符号的相同样本位置的实部和虚部。计算所述相量包含所述样本中的一个与所述样本中的另一个的共轭的复数乘法。在一些实例中，满足准则的相量的相位可用于估计载波频率偏移(CFO)。在一些情况下，如果估计的CFO在最大支持范围内，则信号处理器可以相干地累加符号。

例如，当无线装置或收发器中的接收器最初通电或被激活或已经从所发送信号的范围之外返回时，接收器可以使用若干方法来最初检测信号。主要问题在于，作为信号与接收器之间的时钟频率偏移的CFO最初是未知的。尽管发送器和接收器都包含旨在具有相同时钟频率的振荡器，但两个振荡器的频率可以不同于预期频率并且也可以变化，这引起CFO并且引起CFO的变化。多普勒效应也可能引起CFO。

一旦已知CFO，就可以使用相干累加来同相累加信号，使得噪声平均化。当CFO未知时，最初检测传入符号的常见方法是使用非相干检测器，其中仅使用信号的绝对值。然而，由于随机相位差下符号的累加，非相干累加的灵敏度比相干累加的灵敏度差得多。非相干检测器的灵敏度可以随着累加周期的每次加倍而仅增加大约1dB，而全相干检测器将随着每次加倍而获得3dB的灵敏度。因此，为了获得额外的3dB灵敏度，非相干检测器将需要对相干检测器的四倍符号进行平均，这需要非常长的序列。

另外，当非相干检测器检测到信号时，CFO是未知的，因为当计算信号的绝对值时，所有相位信息都被去除。尝试改进非相干检测器，可以尝试通过以相干方式累加样本来检测信号。然而，这种方法仅在已知CFO时才起作用。由于CFO，通常不可能在复域中相干地累加所接收信号中的符号的符号能量，因为传入信号的相位以未知速率不断变化。对于未知的CFO，在相位变化(例如，旋转)到使得进一步累加将开始抵消已经累加的能量的程度之前，只能相干地累加几个符号。如果在第二累加符号时信号的相位差已经相对于第一累加符号变化超过90度，则将发生累加能量的抵消。

UWB具体介绍

本文所公开的示例性设备和方法包含计算指示所接收信号中的符号组的样本之间的相位差的相量。下文参考超宽带(UWB)通信作为实例来描述所公开的方法。然而，如本文所描述，被配置成执行此类方法的方法和信号处理器可以适用于采用信号检测方法的任何其它无线通信技术，所述信号检测方法独立于下文的包、字段、符号和序列格式实例。传入的检测到的信号可以包含符号的重复序列和/或任意非重复符号。

新的UWB IEEE标准(802.15.4z)定义HRP UWB PHY内的若干包类型，所述包类型分别示出为STS包配置零、STS包配置一、STS包配置二和STS包配置三，如图1所示。每种包类型包括若干字段，其中第一字段通常是用于同步的SYNC序列(前导码)。SYNC序列之后是SFD，其结束同步，然后是PHY有效负载(其后紧接着被称为PHR的数据标头)、安全时间戳序列(STS)或这两者的组合。

包中的每个字段包含其中可以编码有信息的符号。如本领域中已知，每个符号可以包括以脉冲序列(未示出)编码在符号内的相应位置处的数据，其中每个脉冲可以具有例如+1、0或-1的值。然而，这仅仅是对可以根据本公开检测的符号进行编码的一个非限制性实例。在UWB中，SYNC字段可以包含被重复若干次的符号，以为接收器提供更多的机会来检测符号并同步到传入包。

最关键的接收器参数之一是灵敏度限制，其确定接收器能够正确地接收包的最大距离。灵敏度限制可替代地由在更近但非视距传输的情况下发生的最大衰减确定。UWB接收器必须耐受的CFO的典型最大范围为+/-40ppm。在40ppm下，相位旋转可以是例如每1μs符号70至135度，这取决于中心频率和符号长度。因此，对于接收器在信号检测过程中相干地累加四(4)个符号，CFO将需要为+/-10ppm以避免累加器中的能量抵消。

在本文所公开的示例性方法中，可以在广泛支持的CFO水平范围内并且在没有多个并行处理块的情况下，以良好的灵敏度快速且相干地检测信号，如下文进一步解释。另外，所公开的方法可用于准确地估计CFO。在一些实例中，为了缩短收敛时间，估计的CFO可用于初始化载波恢复算法和定时恢复算法，所述算法也可以被称为载波和定时跟踪算法。较短的采集序列允许更多能量预算用于帧的其它部分，这在UWB的情况下是特别有益的，因为UWB包的总能量预算非常紧张。较短的采集序列还节省了发送器和接收器功耗，因为包可以较短。

前导码/SYNC检测

在802.15.4a/4z UWB接收器中，接收器级中的一个通常涉及相关器。由于前导码信号由具有已知序列的SYNC符号组成，因此相关器用SYNC符号的已知脉冲序列进行编程。符号长度取决于操作模式(例如，HPRF或BPRF)。当接收到前导码时，相关器可以在每个位置处对所接收符号进行采样，并将所接收符号与已知的脉冲序列进行比较。当在特定位置处对准时，已知序列可以匹配所接收符号。然而，由于符号内的对准位置对于相关器是未知的，因此相关度峰值(此时发生匹配)可以出现在任何样本中。另外，当相关度峰值发生时，与噪声电平相比，它可能非常弱，可能需要累加多个符号才能使相关度峰值清晰地显现出来。尽管上文所公开的方法涉及使用相关器的信号检测，但本文所公开的方法也可以适用于不采用相关器的系统。

尽管CFO未知，但所接收信号与接收器振荡器之间的旋转速率或相位变化速率几乎恒定。在这方面，信号的相位将恒定地从一个符号或一个符号组到下一个符号或符号组变化相同的角度。因此，在示例性方面，信号处理器(例如，信号处理电路)可以基于从第一样本位置处的第一样本到相同样本位置处的另一样本的相位变化并且进一步基于时钟频率和符号长度来确定CFO。

作为实例，信号处理器可以根据相量确定两个连续符号之间的相位差，所述相位差被计算为：

对于N＝>symbol_groups

对于S＝>samples_per_symbol，％累加相量

phasor(S)＝phasor(S)+symbol_data(N-1,S)*

complex conjugate(symbol_data(N,S))；

结束

结束

上述计算还可以描述为：

其中

如本文所使用，复数(Z＝a+bi)包含实部“a”和虚部“bi”。Z的“复共轭”(Z

在以上等式中，相量通过前一symbol_data(N-1)在样本位置S处的样本与当前symbol_data(N)在样本位置S处的样本的共轭的复数乘法来计算。替代地，相量可以根据前一symbol_data(N-1)在样本位置S处的样本的共轭以及当前symbol_data(N)在样本位置S处的样本来计算。前一symbol_data(N-1)的样本S对应于符号内与当前symbol_data(N)的样本S相同的位置。

如上文所指示，确定由于CFO引起的连续样本之间的相位变化包含基于第一符号组的样本与第二符号组的样本的共轭的复数乘法来计算相量。计算第一样本和第二样本中的一个的共轭并将其乘以第一样本和第二样本中的另一个。第一符号组可以在第二符号组之前或之后。换句话说，可以基于第二符号组的样本与第一符号组的样本的共轭的复数乘法来计算相量。

分别基于第一符号组和第二符号组的能量来计算第一样本和第二样本。样本包含实部和虚部。样本可以对应于符号组的每个符号的样本位置，所述符号组可以包括一个或多个符号。因此，样本可以对应于在多个符号的相同样本位置处获取的样本的平均值。样本可以替代地对应于基于在多个符号的相同样本位置处获取的样本的另一量度(即，除平均值之外)。第一符号组中的一个或多个符号也可以在第二符号组中。符号组可以包含例如连续或非连续符号，或任何其它符号选择。在以上等式中，symbol_data(N-1,S)和symbol_data(N,S)表示在具有索引N-1的第一符号组中的相同位置S和具有索引N的第二符号组的第一样本位置S中获取的样本。在此实例中，第一符号和第二符号被连续地索引(索引为“N”和“N-1”)，但它们可以根据需要由任何数量的符号分开。

用于计算相量的信号处理方法200在图2中示出。所述方法包含基于包括至少一个符号的第一符号组的能量计算第一样本(框202)。所述方法包含基于包括至少一个符号的第二符号组的能量计算第二样本(框204)。所述方法还包含计算第一样本和第二样本中的一个的第一共轭(框206)，以及基于第一共轭与第一样本和第二样本中的另一个的复数乘法来计算第一相量(框208)。在方法200中，第一样本对应于第一符号组的每个符号的第一样本位置，并且第二符号对应于第二样本组的每个符号的第一样本位置(框210)。

由于相量将在(一个或多个符号的)符号组的样本之间具有相同的相位，因此，假设针对在相同位置处接收的实际前导码峰值来计算相量，所述相量可以随时间推移而相干地累加或滤波。相量累加可以包含对累加器中的第一相量和第二相量进行滤波。

相量不仅指示相位差。相量的振幅还取决于当前和先前符号的强度，因此它也是路径强度的指示。此类相量的相干累加可以包含滤波，将引起累加器中对应于实际峰值所在的位置的峰值的快速增长。随机噪声将在其它位置中更均匀地累加。

图3是示出在如上文所描述的前导码检测期间相量302的恒定增长的图形表示300。如图3所示，仅一个符号之后的真实峰值P

以此方式，与非相干检测器相比，灵敏度增益增加了几个dB。这可能无法通过单个包的图形表示充分示出，因为噪声可能变化。因此，在图4中，多达八个包彼此叠加绘制以更好地示出八个包中的平均峰值振幅与平均噪声电平。图4将曲线图400A中的基于相量的相干累加与曲线图400B中的非相干累加进行比较。在曲线图400A和400B中的累加的快照在恰好八(8)个累加符号之后获取。由于低信号电平，累加器是有噪声的。

曲线图400A示出真实相关度峰值404A可容易地与噪声402A区分开。曲线图400B示出峰值404B在量值上更接近噪声402B，使得更难以可靠地从噪声中辨别真实峰值。因此，与非相干累加相比，采用基于相量的相干累加将更容易选择允许标识真实峰值同时还拒绝错误检测的阈值。

在这方面，在一些实例中，可以使用一个或多个准则来确定是否指示真实相关度峰值。在一些实例中，满足准则可以包含确定相量的量值超过阈值。在一些实例中，响应于确定相量是否满足一个或多个准则，信号处理器可以生成指示检测到信号(例如，前导码)的指示。在一些实例中，响应于确定相量是否满足准则(例如，超过阈值)，基于相量的相位来估计CFO。如果相量不满足准则，则可以丢弃第一相量。在这种情况下，相量可以不用于估计CFO。另外，如果第一相量不满足准则，则可以丢弃、重置和/或重新初始化样本或相位的累加以重新开始前导码检测的过程。

可以使用相量相位来初始化载波恢复，因为CFO与相量的相位之间存在直接相依性。如果确定第一相量满足准则，则可以基于第一相量来初始化载波恢复算法。替代地或另外，如果确定第一相量满足准则，则可以基于第一相量来初始化定时恢复算法。可以计算准确的载波恢复初始化，从而补偿符号长度和载波中心频率(使用的信道)。在曲线图400A和400B中的八(8)个检测到的前导码的情况下，估计的CFO准确到+-2ppm内，考虑到低信号电平(接近检测极限)，这是非常好的。

虽然累加相量的方法改善在前导码检测期间累加器中的峰值噪声比，但最终算法可以包含额外的增强以增加良好检测率，同时减小错误检测率。

作为实例，所述方法可以包含将多个符号累加到第一累加器中，将多个符号累加到第二累加器中，然后比较累加器的峰值以确定它们是否处于相同位置。这种方法可以允许减小错误检测率，并且可以允许减小检测阈值，从而提高灵敏度。

在这方面，所公开的方法可以包含基于第三符号组的能量计算第三样本，以及基于第四符号组的能量计算第四符号。第三和第四样本可以对应于第三和第四符号组内与第一样本和第二样本的第一样本位置相同的样本位置。计算第三和第四样本中的一个的第二共轭，并且基于第二共轭与第三和第四样本中的另一个的复数乘法来计算第二相量。所述方法包含将第一相量和第二相量累加成累加相量。根据对应于样本位置的第三和第四样本来计算累加相量中与第一相量一起累加的第二相量。

代替累加，相关器样本可以及时进行IR滤波，其中滤波因子例如根据前导码的长度而选择(较长的前导码可以允许较慢的滤波，这可能延迟检测，但可以提高灵敏度)。

另一替代方案是监测估计的(例如，计算的)CFO。如果检测到假前导码，则估计的CFO是无意义的；因此，如果估计的CFO不满足一个或多个准则，则应拒绝前导码。例如，如果估计的CFO超过装置支持的最大支持范围，则应拒绝前导码。在这方面，所述方法包含确定估计的CFO是否满足一个或多个准则。例如，如果信号处理装置支持+-40ppm CFO范围并且CFO估计误差最大为+-10ppm，则应拒绝CFO估计高于+-41ppm的任何前导码检测。所述方法包含生成指示估计的CFO是否满足一个或多个准则的指示。基于所述指示，可以拒绝估计的CFO。在这种情况下，装置返回到累加样本，以此重新开始计算/估计CFO。在这种情况下，累加器可以被刷新或重新初始化，或者可以继续累加相位信息。

如果确定估计的CFO满足一个或多个准则(例如，不超过信号处理装置支持的最大范围)，则可以基于估计的CFO来初始化载波恢复算法和/或定时恢复算法。

总的来说，与非相干前导码检测器相比，新方法在低和中CFO水平下提供了3-4dB灵敏度改善，并且在30-40ppm下甚至提供了5-7dB(其中灵敏度增益主要由于载波恢复初始化而更高)。3dB灵敏度增益转化为约40％的范围增加。

本文所公开的方法可以用于改进前导码/同步序列检测和接收器初始化(载波和定时恢复收敛和跟踪)，以准备接收包的其余部分，所述其余部分可以包含数据有效负载解调或信道探测序列，比如802.15.4z中定义的STS序列。

初始信号检测和载波采集是所述过程的第一步骤。在载波采集之后，接收器保持与发送器锁定。在后续步骤中，接收器可以使用SYNC/STS来产生信道估计。信道估计表示物理信道状态的快照，示出了发送器与接收器之间发生的路径和反射。这通常由接收器通过以下操作而获得：通过将接收器代码集的每个代码与发送器代码集的信道失真形式的对应代码相关来产生一组相关度；最后，通过累加多个信道相关度来产生信道估计。

在实例中，如果估计的CFO不超过最大支持范围，并且载波和定时恢复算法已被初始化和启动，则接收器中的信号处理装置可以将符号相干地累加到信道估计累加器中。可以基于信道估计累加器生成信道估计。

信道估计可以用于比如检测第一路径的方位和/或后续反射的方位、标识对象及其方位(比如在雷达中)等多个目的，或用于解调数据有效负载的均衡目的。

虽然信道估计通常在所述过程的后期产生，即在载波锁定之后产生，但其可替代地使用相量来产生。基于相量的信道估计的优点在于，基于相量的信道估计可以在CFO估计之前更快地产生。基于相量的信道估计可以标识路径及其位置，但不能用于相干数据解调。对于相干数据解调，接收器需要知道路径之间的相对相位差，并且此信息已经在相量计算方法中丢失。

还可以使用将一个或多个符号非相干地累加到非相干累加器中的方法来开始包接收。此方法用于找到可通过相量方法验证的候选峰值位置。非相干累加可以包含基于符号滤波器对累加器中的非相干符号进行滤波。

可以基于非相干累加器中量值大于非相干累加器中的大多数样本中的任一个的量值的样本来选择符号组中的一个或多个符号的样本位置。换句话说，非相干累加器可以包括N个样本，每个样本包括相应的量值。可以基于非相干累加器中的M个样本中的一个来选择样本位置，其中M个样本具有N个样本的最大量值，并且M个样本占N个样本的不到一半。例如，在N＝10且M＝3的情况下，选定样本位置可以是总共10个样本中的最大三(3)个样本中的一个。

额外变体/增强

相量相干的累加可用于处理相关器输出处的所有样本位置，这可能会消耗大量的功率和时间。所述处理可以分成两(2)个级(混合方法)以节省处理能力。第一级可以非相干地执行，并且第二级使用新的相干相量。在第一级中，将标识候选峰值，然后使用第二级来验证候选峰值。在此方法中不需要在整个累加器上运行相量相干的累加(这节省了处理能力)。第二级将验证由第一级指示的一个或最多有限数量的候选样本。

为了进一步提高灵敏度，如果第二级未能确认/验证候选峰值作为有效前导码，但第一级重新提交相同的候选峰值以再次验证，则第二级可以组合来自两个事件的相量累加度量。

为了进一步节省处理能力和内存，可以另外压缩第一级非相干累加器，即，可以通过仅从N个样本中选择最强相关器样本并将其累加到累加器来减小累加器大小。例如，如果N＝4，则大小为1016个样本的相关器输出可以减小到1016/4＝254个压缩样本。在此实例中，可以比较索引为1至4的相关器样本的绝对振幅，且仅将这4个样本中最强的1个样本添加到累加器。在此实例中，可以累加254个样本而不是1016个样本。

弱信号检测

在常规方法中，同步到非常弱的UWB帧具有挑战性。标准相干接收器方法需要相对高的信号能量以使累加峰值增长到足够高(例如，在累加器中)，以为下一个符号提供相位参考(以继续同相累加)。在不存在此类峰值的情况下(因为即使许多符号的累加也是不够的)，相位将继续漂移，而不被载波恢复算法跟踪。随着信号相位变化超过90度，这将引起累加器中的能量抵消。总的来说，标准方法需要快速锁定信号相位。

本节讨论了此类挑战和克服此类挑战的方法。

特殊帧类型可以被设计成用于在非常长的距离内(或利用例如通过壁的严重衰减的信号)测距。此类帧可以使用重复序列(Ipatov样或类似)或(预定义或生成的)由非重复符号组成的特殊测距序列。所述序列将优选地具有预定义长度，从而不需要SFD(其通常为另一个灵敏度瓶颈)。除了限制灵敏度之外，发送SFD将浪费有限的能量预算。

由于到达接收器的信号电平将非常弱，因此将不存在常规前导码检测级。相反，即使没有检测到典型的相关度峰值，接收器也将盲目地开始相关和累加。需要触发接收器以在期望传入信号的精确时间开始相关过程。由于发送器可能超出UWB数据传输的范围，因此可以使用另一通信信道来设置UWB传输。它可以是提供较长范围的另一无线PHY，或提供UWB装置之间的协调的一些中间UWB装置，或者可能可以在初始设置之后的预定时间发送预先商定的UWB测距序列。

在由非重复符号组成的UWB序列的情况下，接收器将需要更准确地知道开始时间，以提前用预期符号对其相关器进行编程。定时公差取决于接收器处理和处理后的符号长度。如果相关器使用0.5μs的符号长度，则所述相关器应被配置成从序列到达时间之前的0.5μs至0.0μs开始检测过程。较高的定时不准确性可能导致在另一符号到达时预期不同的相关器符号。如果所接收序列由非重复位组成，则接收器可以使用任何长度的相关器来处理所接收序列；接收器甚至可以一次将整个长序列相关。这种长符号处理将降低定时要求，而牺牲硬件复杂性。在由重复符号组成的UWB序列的情况下，定时公差将更宽松。

主要挑战之一是非常弱的信号与未知的CFO的组合。在此类长距离情境中，需要长时间执行信号能量累加。非相干检测器具有较差的灵敏度性能。经典相干检测器需要跟踪和补偿载波频率偏移。对于极低的信号电平，这可能是非常困难或不可能的。建立载波锁将花费太长时间，并且此时，信号相位将变化，从而引起累加能量抵消。

为了在这种困难的情境中检测信号，一种可能性是使用基于相量的相干累加，其与CFO无关。另一选项是事先测量CFO，并将此信息传送到UWB接收器，以便经典接收器基于所提供的信息来累加信号，从而相干地补偿CFO。CFO估计和补偿将需要准确到足以避免在累加过程期间的显著信号旋转误差，因为接收器将无法用可用的极弱信号微调CFO估计。例如，如果所接收序列在8GHz UWB信道上为128μs长，则所需的CFO准确性将为约0.2ppm(在1ppm下，每1μs存在大约3度旋转)。

CFO测量可以使用共享相同时钟信号的另一物理层或通过使用由发送器和接收器共享的一些共同同步装置来完成，或者可能是基于先前的UWB传输和包。

选项1：前面描述的相量方法具有独特的特征，即它不需要载波相位跟踪以相干方式累加能量，因此即使信号能量太低而不允许载波相位锁定/跟踪，所述相量方法也可以起作用。实际上，前一符号与当前符号(相量)的相关的结果将始终具有相同的相位(假设CFO在帧接收期间是恒定的)。相量的相位取决于CFO(和载波频率)，但它将在帧中的整个累加过程中是恒定的。因此，不需要载波相位跟踪。相干相量累加可以立即从第一符号开始。

例如，第一相量和第二相量可以累加成累加相量。这可以扩展成包含将额外相量累加成第二累加相量。因此，所述方法包含基于相应符号组中的样本计算第三相量和第四相量。第三和第四相量可以累加成第二累加相量。

可以根据准则来评估累加相量。本文所公开的方法可以包含确定累加相量中的至少一个满足一个或多个准则，以及生成指示累加相量中的至少一个是否满足一个或多个准则的指示。例如，所述方法可以包含确定累加相量中的至少一个具有超过阈值的量值。如果确定累加相量中的至少一个满足准则，则可以基于累加相量中的至少一个的相位来确定估计的CFO。另外或替代地，可以响应于第一累加相量和第二累加相量中的至少一个满足准则而生成指示，以指示检测到信号。例如，检测到信号的指示可以指示检测到SYNC。基于相量的累加器可以由累加相量形成。

在极弱信号的情况下，个别信号符号可能噪声严重并且产生噪声严重的相量。在此类情况下，假设CFO较低(或使用先前发信号通知的CFO估计进行补偿)，则将多个连续符号相加在一起是可能的，因为它们之间的相位变化最小。可以基于先前提供的CFO估计来实现低CFO，例如，通过调整系统时钟速率以使调整后的UWB CFO在例如+-1ppm内来实现低CFO。替代地，载波恢复算法可以在用CFO估计进行接种之后进行补偿。

对于1ppm的其余未补偿CFO，以及UWB信道9(8GHz)上的0.5μs持续时间符号，所述方法将允许对32-64个连续符号(16-32μs)进行相加/平均。每16μs平均周期存在大约48度的相位变化。

然后，可以将按组相加在一起的符号用于相量计算(与下一组相关的前一组)。在图5中的曲线图500中，在CFO＝1ppm的情况下，在位置A、B、C和D相对于原点(0,0)之间的角变化中可以看到每平均16us组48度的相位变化。如果未补偿的CFO可以减小，甚至更多，则它将使得符号能够进行甚至更长的分组，从而甚至更多地提高灵敏度。

在一些实例中，相关器获取第一符号组中的多个符号的相同位置的样本并生成第一平均值，并且获取第二符号组中的多个符号的相同位置处的样本以生成第二平均值，并且根据第一平均值与第二平均值之间的相位差生成相量。

选项2：如果CFO可以降低或补偿到非常低的水平，例如，降低到0.2ppm，则所述CFO可以允许标准接收器方法相干地累加，而不需要载波恢复，即使对于128μs也是如此。然而，对于这种方法，CFO要求要严格得多。

也可以在不了解CFO的情况下相干地计算累加器，从而使用多个反旋转器来实施方法。此类方法将提供对应于不同假定CFO的多个子累加器。

组合来自若干包的能量

如果可用于一个包中的总能量不足以可靠地检测能量峰值，则可以发送多个包，并且使接收器将所有能量组合到一个最终的组合累加器中。

在UWB测距中，距离估计基于第一路径的位置。然而，如果存在更强的较晚路径(反射)，则它们可用于CFO估计和/或标识多个包与其累加器之间的相位变化。后续累加器可以使用从那些更强反射导出的此相位信息来校正/对准多个累加器的相位以相干地组合多个累加器。这将改善弱的第一路径振幅。没有足够强的反射来提供CFO或相位参考信息的情形更加困难。下文描述在没有反射的情况下处理多个包的方法。

由于在此情境中难以进行载波跟踪，因此个别UWB包应较短(例如，64-128us)。由于监管限制，下一个数据包必须在第一个数据包之后1ms才能发送，以利用新的能量预算。这意味着包之间的长时间沉默周期(约900us)。

如果包之间存在沉默间隙，则载波跟踪(如果完全执行)将丢失，并且将必须在下一个包开始时开始。因此，后续包将需要累加到单独的累加器中，因为起始相位将是未知的。

然而，为了防止路径由于定时漂移而移动到累加器中的不同位置，在间隙期间或之后将需要定时跟踪和补偿。如果未跟踪或补偿定时，则多个累加器可能具有位于不同延迟的路径，使得不可能将多个累加器相干地相加。即使基于近似的CFO估计，也可以容易地完成定时跟踪，因为在定时跟踪的情况下，所需的精度不如在载波相位的情况下那么高(定时漂移通常慢得多)。

如果时钟不够稳定，并且包之间的CFO变化，则可能需要在UWB包之间重新运行CFO估计(并将此信息发送到UWB接收器)。

在具有多个反旋转器的变体中，针对不同的假设CFO计算每个子累加器；因此，可以基于假设CFO来估计和补偿多个包累加器之间的近似定时移位。

在所述过程结束时，将需要将来自不同分段的多个累加器组合成一个。如果使用基于相量的方法(选项1)来计算多个累加器，则其中包含的信号将具有相同的相位，因此组合多个累加器需要简单的相加。

在累加样本(而不是相量)的标准方法(选项2)的情况下，问题更大。仅当在第一包之后没有检测到清晰的第一路径峰值时，组合多个包才有意义。然而，如果不存在清晰的峰值，则组合多个累加器是困难的，因为多个累加器中的个别路径相位是未知的。

可以使用若干方法：

A.在将多个累加器旋转各个相位(例如，0、90、180、270度)之后将多个累加器相加，然后分析最终累加器以获得高于噪声电平的清晰路径峰值。可以在每个个别累加器中使用各个相位进行多次尝试，例如ACC1 0度、ACC2 270度、ACC3 90度、ACC4 180度，直到找到最佳组合。与噪声电平相比，最佳组合将具有最高峰值。

B.将基于相量的方法应用于多个累加器。只有在间隙期间的相位前移在一个方向上是连续的时，这种方法才是可行的，这仅在时钟稳定时才发生。在这种情况下，连续累加器中的峰值应相差相同相位，从而允许多个累加器之间的基于相量的后处理。处理算法可以遵循步骤(两个变体，“a”和“b”)：

步骤1a：在所有样本位置处的连续累加器之间计算相量向量。

步骤2a：所有相量向量的相干相加，

或：

步骤1b：与步骤1a相同。

步骤2b：在每个累加器样本位置处对计算出的相量向量求平均值。

步骤3b：使用平均相量向量相位来“去旋转/相位校正”连续累加器。

步骤3c：然后将所有相位校正后的累加器相干地相加。

C.将多个累加器非相干地相加(简单但较不敏感)。

所述方法可在下文所示的实例中示出。范围为800米(视距)，这产生非常弱的信号。

选项1(使用基于相量的方法计算累加器)：

在图6中的曲线图600中，四(4)个包，每个包持续128μs，产生如图所示的信道估计。真实路径可以被视为延迟＝380处的峰值602；然而，它在四(4)个包中的每一个中都是弱的。

由于累加器中的所有路径峰值具有相同的相位(因为它们被计算为相量)，因此将它们(相干地)组合成一个估计是没有问题的。在图7中的曲线图700中，模拟总共12个帧，然后按四个一组(1-4、5-8、9-12)分组在一起。可以比图6中更可靠地看到峰值720从噪声中显现出来。

选项2(默认方法，累加器包含实际累加样本，而不是相量)：假设CFO估计/补偿是完美的(在累加期间没有相位漂移)并且使用默认的相干累加方法，则每个持续128us的四(4)个包产生图8中的曲线图800中所示的以下信道估计。真实路径可以被视为延迟＝380处的峰值820；然而，它在四(4)个包中的每一个中都是弱的。

在图9中的曲线图900中，模拟总共12个帧，然后按四个一组(1-4、5-8、9-12)分组在一起。可以更可靠地看到峰值920从噪声中显现出来。如果将四(4)个累加器非相干地相加(方法C)，则将产生曲线图900中的组合的非相干累加器。

如图10中的曲线图1000所示，如果使用上文标记为B的基于相量的方法对多个累加器进行分组，则结果将更好，因为峰值1002的振幅与平均噪声1004的比率将更高。

本文件引入了一种新的、更稳健的前导码检测方法，所述方法另外对载波恢复算法进行了接种。这对于全帧处理(SYNC/SFD)通常是必需的，所述全帧处理包含需要载波恢复锁定的数据解调。

后来，我们提出了新的帧结构和方法，以非常衰减的信号执行测距，其中信号太弱而无法跟踪载波相位。由于总包能量用于测距脉冲，因此与默认UWB帧(其将SYNC与SFD和STS组合)相比，范围通常得到改善。新的帧结构可以仅具有一个测距序列(其可以类似于重复的Ipatov样SYNC或非重复的Ipatov样SYNC，类似于802.15.4z中描述的安全STS)。

新的帧结构也可以用于执行数据解调的接收器中。如果帧起始由另一触发器设置，则不需要“检测”前导码，因为接收器将知道前导码在特定时间出现。这只是找到可用于载波相位跟踪的能量峰值的准确位置(延迟)的问题。这样，可以消除帧的部分，从而节省时间和能量预算。例如，帧可以从预定义长度的STS样序列开始，然后是数据有效负载(如果需要)。将不存在标准SYNC或SFD。STS样序列将用于获取载波相位并创建用于最优数据解调的信道估计。

本领域技术人员将认识到对本公开的优选实施例的改进和修改。所有这种改进和修改都被认为是在本文所公开的概念和下文的权利要求的距离内。

图11是根据上文所讨论的示例性方面的通信系统1100的实例的图，所述通信系统包括耦合到天线系统1104的收发器1102，以用于接收和处理信号，例如UWB信号。收发器电路1102包含控制电路1106，所述控制电路还包括耦合到高速缓存存储器1110的指令处理电路(处理电路)1108。如上所述，在存在未知CFO的情况下检测信号的方法可以由控制电路1106内的电路系统执行，所述控制电路包含指令处理电路1108。在这方面，控制电路1106可以是如上文所公开的信号处理器或信号处理电路，并且被配置成执行上文所公开的方法。通信系统1100还包含系统存储器1112，所述系统存储器包含存储器控制电路1114。系统存储器1114可以经由系统总线1116耦合到控制电路1106。在替代实例中，控制电路1106可以包含与高速缓存器1110分离的存储器。通信系统1110还包含耦合到系统总线1116的输入/输出接口1118。输入/输出接口1118可以是任何类型的用户接口，例如键盘、麦克风、扬声器或视频触摸屏。输入/输出接口1118可以是其它电信接口，例如蓝牙、WiFi等。