一种充电电路和充电方法

本申请涉及终端电路技术领域，尤其涉及一种充电电路和充电方法。

无线电力传输(Wireless Power Transfer，WPT)是一项无需借助导线即可在两个或多个设备间进行电力传输的技术。其中，功率发送端(Power Rransmitter，PTx)可以通过线圈将电场转换为磁场，功率接收端(Power Receiver，PRx)的线圈再将磁场转换为电场，PRx的线圈感生电流后经整流、稳压之后传送给后级负载或对电池进行充电。其中，PRx可以包括整流(rectifier)电路+降压式变换(Buck)电路/压差线性稳压器(low dropout regulator，LDO)，PRx所在的终端设备还包括开关电容(switched capacitor，SC)/Buck，rectifier电路+Buck电路/LDO+SC/Buck构成三级结构，每一级都会产生功率损耗，而PRx整体效率约为94％，功率损耗较大。

目前，现有的单级结构虽然可以同时实现整流+稳压，但是都增加了线圈的损耗。从整体来看，PRx的效率并未得到提升。因此，业界一直在探索能同时实现整流+稳压的单级结构。

发明内容

本申请实施例提供一种充电电路和充电方法，能够简化WPT场景中，传统的先经过整流再进行稳压输出的中间环节，有效提升PRx的整体效率。

为达到上述目的，本申请实施例采用如下技术方案：

第一方面，提供一种充电电路，包括负载供电端、第一电容、第二电容、储能电感、控制电路和谐振子电路；谐振子电路用于接收无线供电信号并向负载供电端供电，谐振子电路包括第一输出端和第二输出端；无线供电信号通过第一输出端输出正向电流向负载供电端供电，以及，无线供电信号通过第二输出端输出反向电流向负载供电端供电；可以理解，谐振子电路通常包括线圈和谐振电容，谐振线圈用于感应产生正向电流或反向电流。

控制电路包括开关元件，控制电路可以通过控制开关元件的部分导通，部分关断，可以使得耦合至负载供电端的电路不同，即用于向负载供电端供电的供电行为不同。例如，控制电路用于可选择地：将第一输出端通过第一电容耦合至负载供电端，将第二输出端耦合至地。这时，第一输出端可以通过第一电容向负载供电端供电，即向负载充电，第一电容的电荷不断累积；或者，将第二输出端通过第二电容耦合至负载供电端，将第一输出端耦合至地，这时，第二输出端可以通过第二电容向负载供电端供电，即向负载充电，第二电容的电荷不断累积；

为了在整流的同时实现稳压，在第一输出端通过第一电容耦合至负载供电端时，控制电路还用于可选择地：使得负载供电端通过第二电容和储能电感耦合至地，这时第二电容的电荷释放，即第二电容和储能电感形成的路径向负载供电端供电；或者，当负载供电端的电压较大时，可以使得负载供电端绕过第二电容、通过储能电感耦合 至地，即第二电容停止释放电荷，储能电感向负载供电端供电的负载电流逐渐降低；在第二输出端通过第二电容耦合至负载供电端时，控制电路还用于可选择地：将负载供电端通过第一电容和储能电感耦合至地，这时第一电容的电荷释放，即第一电容和储能电感形成的路径向负载供电端供电；或者，使得负载供电端绕过第一电容、通过储能电感耦合至地，即第一电容停止释放电荷，储能电感向负载供电端供电的负载电流逐渐降低。

可以理解，在现有技术中，在PRx侧，谐振子电路输出的电流先经过第一级整流电路，再经过第二级Buck电路和第三级SC/Buck电路为负载充电，后一级电路接收的负载电流是从前一级电路输出的，这种情况下，为负载充电时的功率要经过三级电路，会带来功率损耗的问题，本申请可以通过一个单级电路同时实现PRx侧的整流和稳压。这是由于，当第一电容和储能电感在向负载充电并稳压时，第一电容和储能电感的电路只需要提供部分负载电流，同时另一部分负载电流可直接通过第二电容向负载供电端供电；当第二电容和储能电感在向负载供电并稳压时，第二电容和储能电感只需要提供部分负载电流，同时另一部分负载电流可直接通过第一电容向负载供电端供电。也就是说，本申请中的第一电容、第二电容和储能电感同时都在为负载供电端提供负载电流，第一电容、第二电容和储能电感的电路相当于一个单级电路。而且，相比常规方案中所有的负载电流都流过Buck电路中的储能电感为负载充电，本申请中，不是所有的负载电流都经过储能电感向负载供电端供电，不仅简化了PRx侧的电路结构，还降低了功率损耗，提升了功率转换效率。

在一种可能的设计中，在第一输出端通过第一电容耦合至负载供电端时，控制电路还用于可选择的：使得负载供电端绕过第二电容和储能电感耦合至地；也就是说，当储能电感中的电流降低到一定值时，只有谐振子电路和第一电容的电路向负载供电端供电，第二电容和储能电感的电路不向负载供电端供电，可以便于后续再将储能电感的电流逐渐上升为负载供电端供电；

在第二输出端通过第二电容耦合至负载供电端时，控制电路还用于可选择的：使得负载供电端绕过第一电容和储能电感耦合至地。也就是说，当储能电感中的电流降低到一定值时，只有谐振子电路和第二电容的电路向负载供电端供电，第一电容和储能电感的电路不向负载供电端供电，可以便于后续再将储能电感的电流逐渐上升为负载供电端供电。

在一种可能的设计中，负载供电端通过第二电容和储能电感耦合至地时，储能电感中的电流呈上升趋势；第二电容此时可以理解为在释放电荷。

当负载供电端的输出电压达到参考电压值时，控制电路用于使得负载供电端绕过第二电容、通过储能电感耦合至地，储能电感中的电流呈下降趋势。当第二电容被绕过时，第二电容停止释放电荷，此时储能电感的电流会逐渐下降，使得储能电感向负载供电端提供的负载电流逐渐减小，负载供电端的电压逐渐减小，达到降压的目的。

在一种可能的设计中，负载供电端通过第一电容和储能电感耦合至地时，储能电感中的电流呈上升趋势；第一电容此时可以理解为在释放电荷。

当负载供电端的输出电压达到参考电压值时，控制电路用于使得负载供电端绕过第一电容、通过储能电感耦合至地，储能电感中的电流呈下降趋势。当第一电容被绕 过时，第一电容停止释放电荷，此时储能电感的电流会逐渐下降，使得储能电感向负载供电端提供的负载电流逐渐减小，负载供电端的电压逐渐减小，达到降压的目的。

在一种可能的设计中，谐振子电路包括线圈(L1)和谐振电容(C1)，线圈(L1)的第一端(G)和谐振电容(C1)的第一端(H)耦合；

其中，开关元件包括第一开关元件(D1)、第二开关元件(D2)、第一MOS管(M1)、第二MOS管(M2)和第三MOS管(M3)、第三开关元件(D3)、第四开关元件(D4)、第五MOS管(M5)、第六MOS管(M6)和第七MOS管(M7)；

谐振电容(C1)的第一输出端(AC1)与第一开关元件(D1)的输入端和第二开关元件(D2的输出端耦合；第二开关元件(D2的输入端耦合至地；第一开关元件(D1)的输出端与第一电容(C2)的第一端和第三MOS管(M3)的第一端耦合；第一电容(C2)的第二端和第一MOS管(M1)的第一端和第二MOS管(M2)的第一端耦合；第一MOS管(M1)的第二端和第三MOS管(M3)的第二端与负载供电端耦合；

线圈(L1)的第二输出端(AC2)与第三开关元件(D3)的输出端和第四开关元件(D4)的输入端耦合；第三开关元件(D3)的输入端耦合至地；第四开关元件(D4)的输出端与第二电容(C3)的第一端和第七MOS管(M7)的第一端耦合；第二电容(C3)的第二端和第五MOS管(M5)的第一端和第六MOS管(M6)的第一端耦合；第五MOS管(M5)的第二端和第七MOS管(M7)的第二端与负载供电端耦合；储能电感(L2)的第一端与第二MOS管(M2)的第二端和第六MOS管(M6)的第二端耦合；储能电感(L2)的第二端耦合至地。

第二方面，提供一种充电方法，该方法包括：控制谐振子电路接收无线供电信号并向负载供电端供电；谐振子电路包括第一输出端和第二输出端；无线供电信号通过第一输出端输出正向电流向负载供电端供电，以及，无线供电信号通过第二输出端输出反向电流向负载供电端供电；

可选择地，控制第一输出端通过第一电容耦合至负载供电端，并将第二输出端耦合至地；或者，控制第二输出端通过第二电容耦合至负载供电端，并将第一输出端耦合至地；在控制第一输出端通过第一电容耦合至负载供电端时，可选择地：控制负载供电端通过第二电容和储能电感耦合至地；或者，控制负载供电端绕过第二电容、通过储能电感耦合至地；在控制第二输出端通过第二电容耦合至负载供电端时，可选择地：控制负载供电端通过第一电容和储能电感耦合至地；或者，控制负载供电端绕过第一电容、通过储能电感耦合至地。

第二方面的有益效果可以参见第一方面的说明。

在一种可能的设计中，该方法还包括：在第一输出端通过第一电容耦合至负载供电端时，可选择的：控制负载供电端绕过第二电容和储能电感耦合至地；在第二输出端通过第二电容耦合至负载供电端时，可选择的：控制负载供电端绕过第一电容和储能电感耦合至地。

在一种可能的设计中，负载供电端通过第二电容和储能电感耦合至地时，储能电感中的电流呈上升趋势；当负载供电端的输出电压达到参考电压值时，该方法还包括：控制负载供电端绕过第二电容、通过储能电感耦合至地，储能电感中的电流呈下降趋势。

在一种可能的设计中，负载供电端通过第一电容和储能电感耦合至地时，储能电感中的电流呈上升趋势；当负载供电端的输出电压达到参考电压值时，该方法还包括：控制负载供电端绕过第一电容、通过储能电感耦合至地，储能电感中的电流呈下降趋势

在一种可能的设计中，谐振子电路包括线圈(L1)和谐振电容(C1)，线圈(L1)的第一端(G)和谐振电容(C1)的第一端(H)耦合；

该方法应用于控制电路，控制电路包括开关元件；其中，开关元件包括第一开关元件(D1)、第二开关元件(D2)、第一MOS管(M1)、第二MOS管(M2)和第三MOS管(M3)、第三开关元件(D3)、第四开关元件(D4)、第五MOS管(M5)、第六MOS管(M6)和第七MOS管(M7)；

谐振电容(C1)的第一输出端(AC1)与第一开关元件(D1)的输入端和第二开关元件(D2的输出端耦合；第二开关元件(D2的输入端耦合至地；第一开关元件(D1)的输出端与第一电容(C2)的第一端和第三MOS管(M3)的第一端耦合；第一电容(C2)的第二端和第一MOS管(M1)的第一端和第二MOS管(M2)的第一端耦合；第一MOS管(M1)的第二端和第三MOS管(M3)的第二端与负载供电端耦合；

线圈(L1)的第二输出端(AC2)与第三开关元件(D3)的输出端和第四开关元件(D4)的输入端耦合；第三开关元件(D3)的输入端耦合至地；第四开关元件(D4)的输出端与第二电容(C3)的第一端和第七MOS管(M7)的第一端耦合；第二电容(C3)的第二端和第五MOS管(M5)的第一端和第六MOS管(M6)的第一端耦合；第五MOS管(M5)的第二端和第七MOS管(M7)的第二端与负载供电端耦合；储能电感(L2)的第一端与第二MOS管(M2)的第二端和第六MOS管(M6)的第二端耦合；储能电感(L2)的第二端耦合至地。

第三方面，提供一种充电电路，包括：谐振子电路、第一电路、第二电路、储能电路和负载供电端；第一电路用于将谐振子电路的第一输出端连接至负载供电端；第二电路用于将谐振子电路的第二输出端连接至负载供电端；

当谐振子电路的电流通过第一输出端流向第一电路向负载供电端供电时，第二电路，用于与储能电路为负载供电端供电的同时，还用于对负载供电端进行稳压；当谐振子电路的电流通过第二输出端流向第二电路向负载供电端供电时，第一电路，用于与储能电路为负载供电端供电的同时，还用于对负载供电端进行稳压。

由此，相比现有技术中，在PRx侧，谐振子电路输出的电流先经过第一级整流电路，再经过第一级Buck电路和第三级SC/Buck电路为负载充电，后一级电路接收的负载电流是从前一级电路输出的，这种情况下，为负载充电时的功率要经过三级电路，会带来功率损耗的问题，本申请可以通过一个单级电路同时实现PRx侧的整流和稳压。这是由于，当第一电路和储能电路在向负载供电并稳压时，第一电路和储能电路只需要提供部分负载电流，同时另一部分负载电流可直接通过第二电路向负载供电端供电；当第二电路和储能电路在向负载供电并稳压时，第二电路和储能电路只需要提供部分负载电流向负载供电端供电，同时另一部分负载电流可直接通过第一电路向负载供电端供电。也就是说，第一电路、第二电路和储能电路同时都在为负载提供负载电流，第一电路、第二电路和储能电路相当于一个单级电路。而且，相比常规方案中所有的 负载电流都流过Buck电路中的储能电路为负载充电，本申请中，不是所有的负载电流都经过储能电路向负载供电，即储能电路提供的负载电流显著减少，不仅简化了PRx侧的电路结构，还降低了功率损耗，提升了功率转换效率。

在一种可能的设计中，充电电路还包括控制电路，控制电路与负载供电端、第一电路和第二电路均耦合；储能电路包括电感元件；第一电路包括多个开关元件和第一电容；第二电路包括均与负载和电感元件耦合的第一路径和第二路径，第一路径包括第二电容和多个开关元件，第二路径包括多个开关元件，并绕过第二电容；

控制电路，用于控制谐振子电路的电流流经第一电路中的第一电容为负载供电端供电，并采用第一方案控制第二路径关断，第一路径导通为负载供电端供电，电感元件中的电流呈上升趋势；控制电路，还用于确定负载供电端的输出电压达到参考电压值时，采用第二方案控制第一路径关断，第二路径导通为负载供电端供电，电感元件中的电流呈下降趋势；其中，第一方案与第二方案对第一路径和第二路径上的开关元件的控制行为不同。由此，可以通过路径切换实现负载电压的稳压。

在一种可能的设计中，第一电路包括均与负载供电端和电感元件耦合的第三路径和第四路径，第三路径包括第一电容和多个开关元件管，第四路径包括多个开关元件，并绕过第一电容；控制电路，还用于控制谐振子电路的电流流经第二电路中的第二电容为负载供电端供电，并采用第三方案控制第四路径关断，第三路径导通为负载供电端供电，电感元件中的电流呈上升趋势；控制电路，还用于确定负载供电端的输出电压达到参考电压值时，采用第四方案控制第三路径关断，第四路径导通为负载供电端供电，电感元件中的电流呈下降趋势；其中，第三方案与第四方案对第三路径和第四路径上的开关元件的控制行为不同。由此，可以通过路径切换实现负载电压的稳压。

在一种可能的设计中，谐振子电路包括线圈(L1)和谐振电容(C1)，线圈(L1)的第一端(G)和谐振电容(C1)的第一端(H)耦合；其中，第一电路中的开关元件包括第一开关元件(D1)、第二开关元件(D2)、第一MOS管(M1)、第二MOS管(M2)和第三MOS管(M3)；第二电路中的开关元件包括第三开关元件(D3)、第四开关元件(D4)、第五MOS管(M5)、第六MOS管(M6)和第七MOS管(M7)；

谐振电容(C1)的第一输出端(AC1)与第一开关元件(D1)的输入端和第二开关元件(D2的输出端耦合；第二开关元件(D2的输入端耦合至地；第一开关元件(D1)的输出端与第一电容(C2)的第一端和第三MOS管(M3)的第一端耦合；第一电容(C2)的第二端和第一MOS管(M1)的第一端和第二MOS管(M2)的第一端耦合；第一MOS管(M1)的第二端和第三MOS管(M3)的第二端与负载供电端耦合；

线圈(L1)的第二输出端(AC2)与第三开关元件(D3)的输出端和第四开关元件(D4)的输入端耦合；第三开关元件(D3)的输入端耦合至地；第四开关元件(D4)的输出端与第二电容(C3)的第一端和第七MOS管(M7)的第一端耦合；第二电容(C3)的第二端和第五MOS管(M5)的第一端和第六MOS管(M6)的第一端耦合；第五MOS管(M5)的第二端和第七MOS管(M7)的第二端与负载供电端耦合；储能电感(L2)的第一端与第二MOS管(M2)的第二端和第六MOS管(M6)的第二端耦合；储能电感(L2)的第二端耦合至地；

其中，第三路径包括第三MOS管(M3)、第一电容(C2)和第二MOS管(M2)； 第四路径包括第一MOS管(M1)和第二MOS管(M2)；第一路径包括第七MOS管(M7)、第二电容(C3)和第六MOS管(M6)；第二路径包括第五MOS管(M5)和第六MOS管(M6)。

在一种可能的设计中，储能电路还包括串联耦合的两个开关元件，且串联耦合的两个开关元件与储能电感并联；当控制储能电感的电流下降至第一阈值时，控制电路，还用于：控制第一电路和第二电路中的所有开关元件关断，并控制串联耦合的两个开关元件导通。这样的，当储能电感中的电流下降至一定值时，可以使得储能电感与两个开关元件导通，储能电感中的电流不至于降低至0。

第四方面，提供一种充电方法，该方法应用于充电电路；充电电路包括：谐振子电路、第一电路、第二电路、储能电路和负载供电端；第一电路用于将谐振子电路的第一输出端连接至负载供电端；第二电路用于将谐振子电路的第二输出端连接至负载供电端；

当谐振子电路的电流通过第一输出端流向第一电路向负载供电端供电时，控制第二电路与储能电路为负载供电端供电的同时，对负载供电端进行稳压；当谐振子电路的电流通过第二输出端流向第二电路向负载供电端供电时，控制第一电路与储能电路为负载供电端供电的同时，对负载供电端进行稳压。

第四方面的有益效果可以参见第三方面的说明。

在一种可能的设计中，储能电路包括电感元件；第一电路包括多个开关元件和第一电容；第二电路包括均与负载供电端和电感元件耦合的第一路径和第二路径，第一路径包括第二电容和多个开关元件，第二路径包括多个开关元件，并绕过第二电容；

当谐振子电路的电流通过第一输出端流向第一电路为负载供电端供电时，控制第二电路与储能电路为负载供电端供电的同时，对负载供电端进行稳压包括：控制谐振子电路的电流通过第一输出端流经第一电路中的第一电容为负载供电端供电，并采用第一方案控制第二路径关断，第一路径导通为负载供电端供电，电感元件中的电流呈上升趋势；确定负载供电端的输出电压达到参考电压值时，采用第二方案控制第一路径关断，第二路径导通为负载供电端供电，电感元件中的电流呈下降趋势；其中，第一方案与第二方案对第一路径和第二路径上的开关元件的控制行为不同。

在一种可能的设计中，第一电路包括均与负载供电端和电感元件耦合的第三路径和第四路径，第三路径包括第一电容和多个开关元件，第四路径包括多个开关元件，并绕过第一电容；

当谐振子电路的电流通过第一输出端流向第二电路为负载供电端供电时，控制第一电路与储能电路为负载供电端供电的同时，对负载供电端进行稳压包括：控制谐振子电路的电流通过第一输出端流经第二电路中的第二电容为负载供电端供电，并采用第三方案控制第四路径关断，第三路径导通为负载供电端供电，电感元件中的电流呈上升趋势；确定负载供电端的输出电压达到参考电压值时，采用第四方案控制第三路径关断，第四路径导通为负载供电端供电，电感元件中的电流呈下降趋势；其中，第三方案与第四方案对第三路径和第四路径上的开关元件的控制行为不同。

在一种可能的设计中，谐振子电路包括线圈(L1)和谐振电容(C1)，线圈(L1)的第一端(G)和谐振电容(C1)的第一端(H)耦合；

其中，第一电路中的开关元件包括第一开关元件(D1)、第二开关元件(D2)、第一MOS管(M1)、第二MOS管(M2)和第三MOS管(M3)；第二电路中的开关元件包括第三开关元件(D3)、第四开关元件(D4)、第五MOS管(M5)、第六MOS管(M6)和第七MOS管(M7)；

谐振电容(C1)的第一输出端(AC1)与第一开关元件(D1)的输入端和第二开关元件(D2的输出端耦合；第二开关元件(D2的输入端耦合至地；第一开关元件(D1)的输出端与第一电容(C2)的第一端和第三MOS管(M3)的第一端耦合；第一电容(C2)的第二端和第一MOS管(M1)的第一端和第二MOS管(M2)的第一端耦合；第一MOS管(M1)的第二端和第三MOS管(M3)的第二端与负载供电端耦合；

线圈(L1)的第二输出端(AC2)与第三开关元件(D3)的输出端和第四开关元件(D4)的输入端耦合；第三开关元件(D3)的输入端耦合至地；第四开关元件(D4)的输出端与第二电容(C3)的第一端和第七MOS管(M7)的第一端耦合；第二电容(C3)的第二端和第五MOS管(M5)的第一端和第六MOS管(M6)的第一端耦合；第五MOS管(M5)的第二端和第七MOS管(M7)的第二端与负载供电端耦合；储能电感(L2)的第一端与第二MOS管(M2)的第二端和第六MOS管(M6)的第二端耦合；储能电感(L2)的第二端耦合至地；

其中，第三路径包括第三MOS管(M3)、第一电容(C2)和第二MOS管(M2)；第四路径包括第一MOS管(M1)和第二MOS管(M2)；第一路径包括第七MOS管(M7)、第二电容(C3)和第六MOS管(M6)；第二路径包括第五MOS管(M5)和第六MOS管(M6)。

在一种可能的设计中，储能电路还包括串联耦合的两个开关元件，且串联耦合的两个开关元件与电感元件并联；当电感元件的电流下降至第一阈值时，方法还包括：

控制第一电路和第二电路中的所有开关元件关断，并控制串联耦合的两个开关元件导通。

第五方面，提供一种计算机可读存储介质，包括计算机指令，当计算机指令在电子设备上运行时，使得电子设备执行上述第二方面以及第二方面的任一种可能的设计所述的方法。

第六方面，提供一种计算机可读存储介质，包括计算机指令，当计算机指令在电子设备上运行时，使得电子设备执行上述第四方面以及第四方面的任一种可能的设计所述的方法。

图1为本申请实施例提供的一种PTx对PRx进行无线充电的示意图；

图2为本申请实施例提供的一种单级结构同时实现整流和稳压的电路结构示意图；

图3为本申请实施例提供的一种充电电路的结构示意图；

图4为本申请实施例提供的一种充电电路的结构示意图；

图5为本申请实施例提供的一种充电电路的结构示意图；

图6为本申请实施例提供的一种充电电路的结构示意图；

图7为本申请实施例提供的一种充电电路的结构示意图；

图8为本申请实施例提供的一种充电电路中谐振电感L1的电流i

图9为本申请实施例提供的一种充电电路的结构示意图；

图10为本申请实施例提供的一种充电电路的结构示意图；

图11为本申请实施例提供的一种充电电路的结构示意图；

图12为本申请实施例提供的一种充电电路的结构示意图；

图13为本申请实施例提供的一种充电电路的结构示意图；

图14为本申请实施例提供的一种充电电路的结构示意图；

图15为本申请实施例提供的一种充电电路的结构示意图；

图16为本申请实施例提供的一种充电电路的结构示意图；

图17为本申请实施例提供的一种充电系统的结构示意图；

图18为本申请实施例提供的一种电子设备的结构示意图。

为了便于理解，示例的给出了部分与本申请实施例相关概念的说明以供参考。如下所示：

WPT：简单来说，有线电力传输利用导线传输电能，而WPT的原理与变压器类似，先在PTx通过发射线圈产生交变磁场，将PRx置于PTx产生的有效磁场区域内，PRx的线圈再将交变磁场转换为交变电场，该交变电场在PRx的接收回路中激发电流，实现电能从PTx到PRx的传输。和变压器采用磁芯提升能量传输效率不同的是，WPT的PTx和PRx线圈之间采用空气作为介质。但是由于空气的磁导率很低，通常来说不适合磁能的输运。因此，目前可在PTx和PRx线圈各自引入电容与线圈组成谐振子，可提升磁能的输运。其中线圈可以理解为谐振电感，电容可以理解为谐振电容。

整流电路：将交流电变为直流电。

Buck电路：通过控制功率级占空比实现直流-直流(Direct current-Direct current，DC-DC)降压转换。

LDO：低压差线性稳压器，通常具有极低的自有噪声和较高的电源抑制比。

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行描述。其中，在本申请实施例的描述中，除非另有说明，“/”表示或的意思，例如，A/B可以表示A或B；本文中的“和/或”仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。另外，在本申请实施例的描述中，“多个”是指两个或多于两个。

以下，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本实施例的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

如图1所示，为PTx对PRx进行无线充电的示意图。可以看出，PTx包括线圈11、电容12和发射机(Transmitter)，线圈11和电容12组成了PTx侧的谐振子。PRx包括线圈13、电容14、整流器(rectifier)15、Buck/LDO 16、SC/Buck(图1中未示出)以及负载17(可理解为电池)。线圈13和电容14组成了PRx侧的谐振子。整流器 15、Buck/LDO 16和SC/Buck为传输功率的三级结构。其中，整流器15可以用于将谐振子中的线圈感应到的交流电转换为直流电；Buck/LDO 16可以用于对从整流器15接收到的直流电进行降压和稳压操作；SC/Buck可以用于对从Buck/LDO 16接收到的电流进一步进行降压和稳压操作，此时输出的电流可以用于对电池充电。可以理解，当PRx侧在传输功率给电池供电的过程中，每一级都会产生功率损耗。即PRx侧线圈上获取的输入功率经过三级转换电路之后，功率损耗较大，整体效率较低。

为了同时实现整流+稳压的单级结构，一方面可以简化电路结构，另一方面也希望单级结构可以提高PRx的整体效率。如图2所示为一种单级结构同时实现整流和稳压的电路结构图。可以看出，图2示出的方案中，只需要4个金属-氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOS管)，并采用图2中的(a)、(b)和(c)三种模式，通过负反馈环路控制该单级结构在这三种模式之间自适应的切换，以实现整流和稳压。其中，在图2中的(a)示出的模式下，该单级结构中的4个MOS管：MOS管21和24导通，MOS管22和23关断；或者，MOS管21和24关断，MOS管22和23导通，在将交流电转换为直流电的一个周期中，交流电在正向电流和反向电流(曲线26和27)下，该单级结构都可以向负载25充电。在图2中的(b)示出的模式下，该单级结构中，MOS管21和22允许导通，MOS管24长通，MOS管23保持关断，相当于只有在正向电流的半个周期内为负载25充电，反向电流的半个周期不向负载25充电。在图2中的(c)示出的模式下，MOS管22和24长通，MOS管21和23保持关断，线圈的电流完全不输出到负载25，不向负载25充电。此时，与图2中的(c)示出的电路耦合的谐振子电路中的线圈(图2中的(c)未示出)和两个下管(MOS管22和24)的路径中存在导通阻抗，电流会产生很大的损耗。此时，PRx整体的功率转换效率急剧下降。因此，这种结构不适用于大功率无线充电场景。

由此，本申请提供一种可同时实现整流和稳压的单级PRx电路方案，可以应用于WPT场景中，可简化传统方案中先经过整流再进行稳压输出的中间环节，有效提升PRx的整体效率。

本申请提供的单级PRx电路可以理解为从谐振子到电池整个路径之间充电电路，用于PRx侧，可以实现与常规的三级转换电路结构相同的功能。如图3所示，本申请的充电电路30可以包括：与功率发送端磁耦合的谐振子电路301、第一电路302、第二电路303、储能电路304和负载供电端VOUT，负载供电端VOUT的输出电压用于为负载305供电；其中，第一电路302用于将谐振子电路301的第一输出端AC1连接至负载供电端VOUT；第二电路303用于将谐振子电路301的第二输出端AC2连接至负载供电端VOUT。

可以理解，谐振子电路301中线圈感生的交流电包括正向电流和负向电流。

假设谐振子电路301产生的正向电流通过第一输出端AC1流向第一电路302时，可以控制第一电路302与储能电路304断开。此时，如图4所示，当谐振子电路301的电流流向第一电路302向负载供电端VOUT供电时，其电流流向可以如曲线31所示，即该电流流向从谐振子电路301出发，经过第一电路302、负载305和第二电路303再返回至谐振子电路301，相当于实现了整流。此时，曲线31对应的电流路径可 以理解为整流路径。同时，储能电路304与第二电路303可以向负载供电端VOUT供电，其电流流向可以如曲线32所示，这时，第二电路303，用于与储能电路304为负载供电端VOUT供电的同时，第二电路303还用于对负载供电端VOUT进行稳压。即第二电路303与储能电路304的路径不仅向负载供电端VOUT提供了整流后的部分负载电流，还起到了稳压的作用。这时，储能电路304与第二电路303形成了类似三阶Buck电路的作用向负载305充电。

同理，谐振子电路301产生的反向电流通过第二输出端AC2流向第二电路303时，可以控制第二电路303与储能电路304断开。此时，如图5所示，当谐振子电路301的电流流向第二电路303向负载供电端VOUT供电时，其电流流向可以如曲线33所示，即该电流流向从谐振子电路301出发，经过第二电路303、负载305和第一电路302再返回至谐振子电路301，相当于实现了整流。此时，曲线33对应的电流路径可以理解为整流路径。同时，储能电路304与第一电路302可以向负载305充电，其电流流向可以如曲线34所示，这时，第一电路302用于与储能电路304向负载供电端VOUT供电的同时，第一电路302还用于对负载供电端VOUT进行稳压。第一电路302与储能电路304的路径不仅向负载供电端VOUT提供了整流后的部分负载电流，还起到了稳压的作用。这时，储能电路304与第一电路302形成了类似三阶Buck电路的作用向负载305充电。

由此，相比现有技术中，在PRx侧，谐振子电路输出的电流先经过第一级整流电路，再经过第二级Buck电路和第三级SC/Buck电路为负载充电，后一级电路接收的负载电流是从前一级电路输出的，这种情况下，为负载充电时的功率要经过三级电路，会带来功率损耗的问题，本申请可以通过一个单级电路同时实现PRx侧的整流和稳压。这是由于，当第一电路302和储能电路304在向负载供电并稳压时，第一电路302和储能电路304只需要提供部分负载电流，同时另一部分负载电流可直接通过第二电路303向负载提供；当第二电路303和储能电路304在向负载供电并稳压时，第二电路303和储能电路304只需要提供部分负载电流向负载供电，同时另一部分负载电流可直接通过第一电路302向负载305提供。也就是说，第一电路302、第二电路303和储能电路304同时都在为负载提供负载电流，第一电路302、第二电路303和储能电路304相当于一个单级电路。而且，相比常规方案中所有的负载电流都流过BUCK电路中的储能电路为负载供电，本申请中，不是所有的负载电流都流经储能电路304，不仅简化了PRx侧的电路结构，还降低了功率损耗，提升了功率转换效率。

在一些实施例中，本申请可以通过中可以通过控制多个开关元件的部分导通和部分关断，可以实现第一电路302、第二电路303和储能电路304中的部分路径的导通和部分路径的关断，以将图3的充电电路30变为图4或图5示出的充电电路30。

可以理解，要实现开关元件的关断和导通，以及负载305的稳压，该充电电路30还需与控制电路306耦合，如图6所示。其中，第一电路302、第二电路301和储能电路304均与控制电路306耦合，以通过控制电路306实现对上述多个开关元件的导通和关断。其中，控制多个开关元件的导通和关断，以实现稳压时，可根据负载305的电压进行调节，即当负载305的电压较高时，可通过控制电路306对多个开关元件进行控制，使得流向负载305的电流减小，因此，控制电路306还与负载305耦合。

下面对本申请提供的充电电路进行进一步介绍。

在一些实施例中，如图7所示为图3示出的充电电路30的一种电路图。

该充电电路30包括负载供电端VOUT、第一电容C2、第二电容C3、储能电感L1、控制电路306和谐振子电路301。该谐振子电路301用于接收无线供电信号并向负载供电端VOUT供电。图7中示出的谐振子电路包括线圈L1、谐振电容C1、第一输出端AC1和第二输出端AC2。本申请中，无线供电信号通过第一输出端AC1输出正向电流向负载供电端VOUT供电，以及，无线电信号通过第二输出端AC2输出反向电流向负载供电端VOUT供电。

本申请中，控制电路306可以包括开关元件，例如包括图7中示出的第一开关元件D1、第二开关元件D2、第一MOS管M1、第二MOS管M2和第三MOS管M3、第三开关元件D3、第四开关元件D4、第五MOS管M5、第六MOS管M6和第七MOS管M7。即本申请中的开关元件M1、M2、M3、M4、M5、M6和M7为MOS管时，可以视为控制电路306的一部分，而不仅仅是产生它们栅极控制信号的电路。

在一些实施例中，控制电路306用于可选择地(可以理解为在多种模式间切换，例如在下面介绍的多种路径间切换)：将第一输出端AC1通过第一电容C2耦合至负载供电端VOUT，将第二输出端AC2耦合至地，例如如图9或图10所示，这时第一电容C2的电荷不断累积；或者，将第二输出端AC2通过第二电容C3耦合至负载供电端VOUT，将第一输出端AC2耦合至地，例如如图11或图12所示，这时第二电容C3的电荷不断累积；

与图3对应的，第一电路302可以包括第一电容C2和滤波电容C

在第一输出端AC1通过第一电容C2耦合至负载供电端VOUT时，控制电路306还用于可选择地：使得负载供电端VOUT通过第二电容C3和储能电感L2耦合至地，如图9所示，这时第二电容C3释放电荷，第二电容C3和储能电感L2导通向负载供电端VOUT供电，储能电感L2的电流呈上升趋势；或者，使得负载供电端VOUT绕过第二电容C3、通过储能电感耦合L2至地，例如如图10所示，这时，储能电感L2的电流呈下降趋势；

在第二输出端AC2通过第二电容C3耦合至负载供电端VOUT时，控制电路306还用于可选择地：将负载供电端VOUT通过第一电容C2和储能电感L2耦合至地，如图11所示，这时第一电容C2释放电荷，第一电容C2和储能电感L2导通向负载供电端VOUT供电，储能电感L2的电流呈上升趋势；或者，使得负载供电端VOUT绕过第一电容C2、通过储能电感L2耦合至地，例如如图12所示，这时，储能电感L2的电流呈下降趋势。

可以理解，在谐振子电路301的电流方向为正向电流或反向电流时，第一电路302、第二电路303和储能电路都在同时向负载供电端VOUT供电，第一电路302、第二电路303和储能电路可以理解为一个单级电路，使得功率损耗较小。而且，电流方向为 反向电流时，可以通过第一电路302中的第一电容C2释放电荷向负载供电端VOUT供电和绕过第一电容C2向负载供电端VOUT供电，可以达到负载供电端稳压的目的；同样地，电流方向为正向电流时，可以通过第二电路303中的第二电容C3释放电荷向负载供电端VOUT供电和绕过第二电容C3向负载供电端VOUT供电，可以达到负载供电端稳压的目的。

参考图7，线圈L1的第一端G和谐振电容C1的第一端H耦合；

谐振电容C1的第一输出端AC1与第一开关元件D1的输入端b和第二开关元件D2的输出端c耦合；第二开关元件D2的输入端o耦合至地；第一开关元件D1的输出端a与第一电容C2的第一端f和第三MOS管M3的第一端e耦合；第一电容C2的第二端d和第一MOS管M1的第一端i和第二MOS管M2的第一端h耦合；第一MOS管M1的第二端g和第三MOS管M3的第二端k与负载供电端VOUT耦合；

线圈L1的第二输出端AC2与第三开关元件D3的输出端u和第四开关元件D4的输入端t耦合；第三开关元件D3的输入端j耦合至地；第四开关元件D4的输出端v与第二电容C3的第一端w和第七MOS管M7的第一端x耦合；第二电容C3的第二端y和第五MOS管M5的第一端A和第六MOS管M6的第一端z耦合；第五MOS管M5的第二端B和第七MOS管M7的第二端C与负载供电端VOUT耦合；储能电感L2的第一端s与第二MOS管M2的第二端m和第六MOS管M6的第二端n耦合；储能电感L2的第二端L耦合至地。

对应图3和图7，储能电路304可以包括储能电感L2和与储能电感L2并联的至少一个开关元件，图7中，该至少一个开关元件以两个串联耦合的MOS管M4示出，M4的第一端P与储能电感L2的第一端s和第二MOS管M2的第二端m耦合，M4的第二端N与储能电感L2的第二端L耦合至地。

需要说明的是，本申请中的开关元件D1、D2、D3和D4可以为二极管，也可以为MOS管或双极结型晶体管(Bipolar Junction Transistor，BJT)等，本申请中的开关元件M1、M2、M3、M4、M5、M6和M7可以为MOS管。

本申请中的MOS管可以为PMOS，也可以为NMOS等。

可以理解，线圈L1中感应到的电流的值近似于图8示出的i

下面结合图8～图16对本申请的方案进行进一步阐述。

在一些实施例中，控制电路306可以用于：控制谐振子电路301的电流流经第一电路302中的第一电容C2向负载供电端VOUT供电，并采用第一方案控制第二路径关断，第一路径导通向负载供电端VOUT供电，储能电感L2中的电流呈上升趋势。第一路径包括第二电容C3和多个MOS管。

示例性的，假设线圈L1的电流为正向电流时，线圈L1中的交流电流流向第一电路302，此时为了控制第一电路302向负载305供电，如图8中的i

同时，在第一电路302向负载305供电的同时，第二电路303中的电流流向可以如图9中的曲线92示出的，其电流流向为L2-M6-C3-M7-RL，C

因此，在一些实施例中，控制电路306，还用于确定负载305的输出电压达到参考电压VREF值时，采用第二方案控制第一路径关断，第二路径导通为负载306供电，储能电感L2中的电流呈下降趋势。第一方案与第二方案不同，第一方案和第二方案对第一路径和第二路径上的开关元件的控制行为不同。

示例性的，要限制负载305电压不至于过大，如图10所示，在保持曲线91的电流路径为负载305供电的情况下，在第二方案中，控制电路306可以控制第四MOS管M4和第七MOS管M7关断，第五MOS管M5和第六MOS管M6导通，第二电路303中，与储能电感L2导通并为负载305供电的路径切换至：L2-M6-M5-RL。这时，第二路径包括：M6-M5。图10中的曲线101即为切换路径后为负载305供电的电流路径。可以理解，切换后，第二电容C3停止释放电荷，此时负载供电端VOUT绕过第二电容C3、通过储能电感L2耦合至地，储能电感L2中的电流会呈下降趋势，第二电路303向负载305供电时的电流会逐渐减小，负载305的输出电压也会逐渐减小，以达到为负载305进行稳压的目的。

类似的，由于线圈L1中的电流还存在反向的情况，因此，与第二电路303类似的，第一电路302也包括均与负载305和储能电感L2耦合的第三路径和第四路径，第三路径包括第一电容C2和多个MOS管，第四路径包括多个MOS管。

在一些实施例中，控制电路306可以用于：控制谐振子电路301的电流流经第二电路302中的第二电容C3为负载305供电，并采用第三方案控制第四路径关断，第三路径导通为负载305供电，储能电感L2中的电流呈上升趋势。

示例性的，假设线圈L1的电流为反相时，线圈L1中的交流电流流向第二电路303，此时为了控制第二电路303向负载305供电，如图8中的i

同时，在第二电路303向负载305供电的同时，第一电路302中的电流流向可以如图11中的曲线112示出的，其电流流向为L2-M2-C2-M3-RL，上述第三路径可以理解为：M2-C2-M3。之所以存在该电流流向，是由于第二电容C2中也存在累积的电荷，而C2中的电荷也是如第二电容C3类似，在L1的正向电流流向第一电路302时，第一电路302也会向第一电容C2累积电荷。因此，第二MOS管M2、第一电容C2、第三MOS管M3和储能电感L2就会串联，第一电容C2会释放电荷，形成如曲线112示出的电流路径，即负载供电端VOUT通过第一电容C2和储能电感L2耦合至地。此时，储能电感L2中的电流会逐渐增大，即呈上升趋势。即曲线112示出的电流路径也用于向负载305供电。与此同时，控制电路306会实时监控负载305的输出电压，当负载305的输出电压过大，例如超过参考电压VREF时，这时第一电路302就要发挥稳压作用。

因此，在一些实施例中，控制电路306，还用于确定负载305的输出电压达到参考电压VREF时，采用第四方案控制第三路径关断，第四路径导通为负载305供电，储能电感L2中的电流呈下降趋势。第三方案与第四方案对第三路径和第四路径上的开关元件的控制行为不同。

示例性的，要限制负载305电压不至于过大，如图12所示，在保持曲线111的电流路径为负载305供电的情况下，在第四方案中，控制电路306可以控制第四MOS管M4和第三MOS管M3关断，第一MOS管M1和第二MOS管M2导通，第一电路302中，与储能电感L2导通并为负载305供电的路径切换至：L2-M2-M1-RL。这时，第四路径包括：M2-M1。图12中的曲线113即为切换路径后为负载305供电的电流路径。可以理解，切换后，第一电容C2停止释放电荷，此时负载供电端VOUT绕过第一电容、通过储能电感L2耦合至地，储能电感L2中的电流会呈下降趋势，第一电路302向负载305供电时的电流会逐渐减小，负载305的输出电压也会逐渐减小，以达到为负载305进行稳压的目的。

此外，如图7所示，储能电路304还包括串联耦合的两个开关元件(MOS管M4)，且串联耦合的两个开关元件与储能电感L2并联；当储能电感L2的电流下降至第一阈值时，如图8所示，为了不至于储能电感L2中的电流降低至0A，控制电路306，还可以用于：控制第一电路302和第二电路303中的所有开关元件关断，并控制与储能电感L2并联的两个开关元件(MOS管M4)导通。

示例性的，如图13所示，图10和图12示出的储能电感L2中的电流逐渐降低值第一阈值时，第一电路302和第二电路303中的所有开关元件关断，与储能电感L2并联的两个开关元件(MOS管M4)导通，充电电路30变为如图13所示的电路结构。 此时，第一电路302和第二电路303均不用于向负载305供电。

可选的，在图10的基础上，当控制电路306检测到负载305的电压下降至一定值，时，控制电路306还可以控制第二MOS管M2、第三MOS管M3、第五MOS管M5、第六MOS管M6、第七MOS管M7关断，第一MOS管M1和第四MOS管M4导通，此时，图10示出的充电电路30也有可能变为如图14所示的充电电路30，负载供电端VOUT绕过第二电容C3和储能电感L2耦合至地。即只有曲线91示出的电流路径为负载305供电。但图14的这种状态持续的时间较短。

可选的，在图12的基础上，当控制电路306检测到负载305的电压下降至一定值，时，控制电路306还可以控制第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3、第六MOS管M6以及第七MOS管M7关断，第五MOS管M5和第四MOS管M4导通，此时，图12示出的充电电路30也有可能变为如图15所示的充电电路30，负载供电端VOUT绕过第一电容C2和储能电感L2耦合至地。即此时只有曲线111示出的电流路径为负载305供电。但是图15的这种状态持续的时间较短。

需要说明的是，图8示出的储能电感L2中的电流变化的曲线中，在i

类似的，在正相半周期内，在i

在一些实施例中，对于本申请中的控制电路306，可以采用脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)控制在实现整流的同时实现稳压，即控制电路306还可以包括PWM控制电路。

示例性的，如图16所示为负载供电端VOUT与PWM控制电路耦合的一种示意图。该PWM调制电路包括误差放大器(ErrorAmplifier、EA)、PWM比较器(COMP)、PWM调制器、同步整流控制电路和功率管驱动级电路等。其中，EA可以将负载供电端VOUT的电压与参考电压VREF的误差值进行放大，参考电压VREF相当于负载305要达到的稳压值。此时，PWM调制器可以根据电压模式下，斜坡RAMP电压信号和EA的输出信号确定上述MOS管导通的时间和和关断的时间。PWM调制器可以根据PWM比较器的输出信号以及时钟信号CLK向功率管驱动级电路发送控制PWM调制信号，以便功率管驱动级电路根据PWM调制器的输出信号和同步整流控制电路的输 出信号控制MOS管的状态，以对充电电路30进行整流和稳压。

由此，本申请可以通过提供的充电电路30同时实现整流和稳压输出。对整流电路和稳压的开关时序可以独立控制，互不干扰。例如在第一电路实现整流的同时，第二电路和储能电路在实现整流时也实现了稳压输出。

此外，在图9和图10示出的充电电路中，当存在曲线91示出的电流路径为负载305供电时，器件L2、M6、C3、M5和M7相当于三阶Buck电路的作用，即实现稳压。类似的，在图11和图12示出的充电电路中，当存在曲线111示出的电流路径为负载305供电时，器件L2、M2、M3、C2、和M1也相当于三阶Buck电路的作用，即实现稳压。但是，相对比常规三阶Buck，本申请发挥稳压作用的电路比三阶Buck电路中的MOS管开关要少(M4并未导通使用)。此外，在三阶Buck电路和整流电路为负载供电的电路中，整流电路中存在输出电容，三阶Buck电路中也存在输出电容，相当于本申请的电容C

而且，本申请中，储能电感L2可以使用0.2～1uH左右小感值的元件，储能电感L2只需通过一部分负载电流，另一部分负载电流通过整流路径(例如曲线91和曲线111示出的电流路径)直接到负载。而传统的Buck/三阶Buck电路中，电感的平均电流等于负载电流，因此，本申请提供的充电电路30相比传统三阶Buck电路，其充电效率更高。而且，常规双相Buck/三阶Buck需要两个电感，本申请的双相类三阶Buck可以复用一个电感L2实现整流和稳压，节省了成本。

本申请实施例提供一种充电系统17，该充电系统包括功率发送端和功率接收端，该功率发送端包括一个谐振子电路，功率接收端包括一个谐振子电路。

功率发送端通过谐振子电路中的线圈将电场转换为磁场，将功率接收端置于功率发送端产生的有效磁场区域内，功率接收端的谐振子电路中的线圈再将磁场转换为电场，为与功率接收端的负载供电端VOUT耦合的负载进行充电。

在一些实施例中，功率接收端可以包括如图3所示的充电电路30，该充电电路30可以工作在如图4～图7中的任一种所示的状态下。

在另一些实施例中，功率接收端可以包括如图7所示的充电电路30，该充电电路30可以工作在如图9～图16所示的任一种状态下。

因此，充电系统17可以达到如上文介绍的充电电路30同样的有益效果。

本申请实施例还提供一种电子设备18，该电子设备18可以包括充电系统17。例如该电子设备可以为终端设备，例如为手机，即对手机进行无线充电。

电子设备18可以达到如上文介绍的充电电路30同样的有益效果。

通过以上实施方式的描述，所属领域的技术人员可以了解到，为描述的方便和简洁，仅以上述各功能模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能模块完成，即将装置的内部结构划分成不同的功能模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。

在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述模块 或单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个装置，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。

所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是一个物理单元或多个物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个不同地方。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。

另外，在本申请各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。

所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个可读取存储介质中。基于这样的理解，本申请实施例的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一个设备(可以是单片机，芯片等)或处理器(processor)执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(read only memory，ROM)、随机存取存储器(random access memory，RAM)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

以上内容，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。