滤波器装置

技术领域

本公开涉及滤波器装置，更特定地，涉及用于对具备2个层叠型LC滤波器的双工器(diplexer)中的衰减特性进行改善的技术。

背景技术

在日本特开2016-039334号公报(专利文献1)以及日本特开2017-135636号公报(专利文献2)中，公开了由形成于多层基板内的电感器以及电容器构成，并且具备具有不同的频带的2个LC滤波器的双工器。在这样的双工器中，在各滤波器中，与该滤波器的通带对应的信号被从由公共端子接收的高频信号中选择性地分离，并向后级的电路输出。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2016-039334号公报

专利文献2：日本特开2017-135636号公报

一般在双工器中，为了减少通过各滤波器的信号的噪声以及损耗，确保各滤波器的通带外的衰减量是重要的。

近年来，在Wi-Fi以及第5代移动通信系统(5G)的通信标准等中，推进了使用于通信的频带的高频化，随之，在使用以往的2GHz附近的频带的设备中，也需要提高更高的频带中的衰减特性。

在如上述那样的使用电感器以及电容器的LC滤波器中，各滤波器的衰减特性可以通过由电感器以及电容器形成的衰减极的数量和/或频率而调整。在双工器的情况下，为了使比高频侧滤波器的通带高的频带中的衰减特性提高，一般使用向高频侧的滤波器追加电感器等元件从而追加衰减极的方法。然而，通过向高频侧滤波器新追加元件，反而存在增加高频侧滤波器自身的损耗的担忧。

发明内容

发明要解决的课题

本公开是为了解决这样的课题而完成的，其目的在于，在双工器中在抑制各滤波器的损耗的增加的同时，使高频侧的衰减带的衰减特性提高。

用于解决课题的手段

本公开涉及的滤波器装置形成于具有多层构造的电介质基板。滤波器装置具备公共端子、第1端子以及第2端子、和第1滤波器以及第2滤波器。第1滤波器形成在公共端子与第1端子之间，使第1频带的高频信号通过。第2滤波器形成在公共端子与第2端子之间，使比第1频带高的第2频带的高频信号通过。第1滤波器以及第2滤波器各自包含：至少1个电感器以及至少1个电容器，形成于电介质基板。第1滤波器包含：第1电感器，一端与公共端子连接；和第1电容器，连接于第1电感器的另一端以及接地电位之间。第1电感器的电感比第1滤波器所包含的其他电感器的电感小。由第1电感器以及第1电容器形成的衰减极的频率比第2频带高。

发明效果

根据基于本公开的滤波器装置(双工器)，将衰减极的频率设定得比高频侧滤波器(第2滤波器)的通带高，该衰减极通过设置于低频侧滤波器(第1滤波器)的公共端子侧的电感器(第1电感器)和电容器(第1电容器)而形成。通过这样的衰减极的追加，能够使比高频侧滤波器的通带高的频率中的衰减量增加。进而，由于未在高频侧滤波器追加元件，因而能够抑制高频侧滤波器的损耗的增加。

附图说明

图1是应用了根据实施方式的双工器的通信装置的框图。

图2是示出图1中的双工器的一个例子的等效电路的图。

图3是对双工器的内部结构进行透视的第1立体图。

图4是对双工器的内部结构进行透视的第2立体图。

图5是对双工器的内部结构进行透视的俯视图。

图6是示出比较例的双工器的等效电路的图。

图7是用于说明高频段侧滤波器的通过特性的图。

图8是用于说明低频段侧滤波器的通过特性的图。

图9是对根据变形例的双工器的内部结构进行透视的立体图。

附图标记说明

10：通信装置

20：高频前端电路

L11、L11A、L12、L13、L21～L24：电感器

100、100A、100#：双工器

110：电介质基板

111：上表面

112：下表面

ANT：天线装置

C11～C13、C21～C25：电容器

C11a～C13a、C11b、C13b、C21a～C25a、C21b、C23b～C25b：电极

COM1、COM2：公共线路

FLT1、FLT1#、FLT2：滤波器

GND、IN、OUT1、OUT2、T1、T2：端子

LNA1、LNA2：放大电路

PB1、PB2：分支点

TA：天线端子。

具体实施方式

以下，参照附图详细地对本公开的实施方式进行说明。另外，对于图中相同或相当的部分，赋予相同的附图标记并且不重复其说明。

(通信装置的结构)

图1是包含应用了根据实施方式的滤波器装置100的高频前端电路20的通信装置10的框图。高频前端电路20将由天线装置ANT接收的高频信号分波成预先决定的多个频带，并向后续的处理电路传递。高频前端电路20例如可以使用于便携式电话、智能手机或平板等便携式终端、或具备通信功能的个人计算机等通信装置。

参照图1，通信装置10包含：包含滤波器装置100的高频前端电路20、和RF信号处理电路(以下，也称为“RFIC”。)30。图1所示的高频前端电路20是接收系前端电路。高频前端电路20包含滤波器装置100和放大电路LNA1、LNA2。

滤波器装置100是包含将互相不同的频率范围作为通带的滤波器FLT1(第1滤波器)以及滤波器FLT2(第2滤波器)的双工器。在以后的说明中，存在将滤波器装置100称为“双工器100”的情况。

滤波器FLT1连接在作为公共端子的天线端子TA与第1端子T1之间。滤波器FLT1是将低频段(LB)组的频率范围作为通带并将高频段(HB)组的频率范围作为衰减带的低通滤波器。滤波器FLT2连接在天线端子TA与第2端子T2之间。滤波器FLT2是将高频段组的频率范围作为通带并将低频段组的频率范围作为衰减带的高通滤波器。另外，滤波器FLT1以及滤波器FLT2也可以作为带通滤波器而形成。滤波器FLT1的通带对应于本公开的“第1频带”，滤波器FLT2的通带对应于本公开的“第2频带”。

滤波器FLT1、FLT2各自仅使由天线装置ANT接收的高频信号之中与各滤波器的通带对应的高频信号通过。由此，将来自天线装置ANT的接收信号分波成预先决定的多个频带的信号。

放大电路LNA1、LNA2各自是所谓的低噪声放大器。放大电路LNA1、LNA2以低噪声对通过了对应的滤波器的高频信号进行放大，并向RFIC30传递。

RFIC30是对由天线装置ANT收发的高频信号进行处理的RF信号处理电路。具体地，RFIC30通过下变频等对从天线装置ANT经由高频前端电路20的接收侧信号路径而输入的高频信号进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的接收信号向基带信号处理电路(未图示)输出。

在如图1那样高频前端电路20作为接收电路而使用的情况下，在双工器100中，天线端子TA成为输入端子IN，第1端子以及第2端子分别成为第1输出端子OUT1以及第2输出端子OUT2。另一方面，高频前端电路也能够作为发送电路使用。在该情况下，双工器100的第1端子以及第2端子各自成为输入端子，天线端子TA成为公共的输出端子。在该情况下，作为放大电路所包含的放大器，可以使用功率放大器。

(双工器的结构)

图2是示出图1中的双工器的一个例子的等效电路的图。如通过图1说明的那样，滤波器FLT1连接在天线端子TA与第1端子T1之间。此外，滤波器FLT2连接在天线端子TA与第2端子T2之间。

滤波器FLT1包含形成串联臂电路的电感器L11、L12、L13以及电容器C13、和形成并联臂电路的电容器C11、C12。电感器L11、L12、L13串联连接在天线端子TA与第1端子T1之间。电容器C13与电感器L13并联地连接。电容器C11连接在电感器L11以及电感器L12的连接节点与接地电位之间。电容器C12连接在电感器L12以及电感器L13的连接节点与接地电位之间。

滤波器FLT2包含形成串联臂电路的电感器L21、L24以及电容器C22、C25、和形成并联臂电路的电感器L22、L23以及电容器C21、C23、C24。电感器L21以及电容器C22、C25串联连接在天线端子TA与第2端子T2之间。电感器L24与电容器C25并联地连接。

电容器C21以及电感器L22串联连接在电感器L21以及电容器C22的连接节点与接地电位之间。电容器C23连接在串联臂电路的电容器C22以及电容器C25的连接节点与电容器C21以及电感器L22的连接节点之间。电感器L23以及电容器C24串联连接在电容器C22以及电容器C25的连接节点与接地电位之间。

在这样的结构的双工器中，通过各滤波器的电感器和与其对应地连接的电容器形成衰减极。通过对由该电感器的电感和电容器的电容决定的衰减极的频率进行调整，来设定各滤波器的衰减特性。

在实施方式的双工器100中，在低频段侧的滤波器FLT1中，最靠近公共端子的天线端子TA的电感器L11的电感被设定为比滤波器FLT1的其他电感器L12、L13的电感小。而且，设定由电感器L11和电容器C11形成的衰减极的频率，使得成为比高频段侧的滤波器FLT2的通带高的频率。此外，在滤波器FLT1中，继电感器L11之后的电感器L12的电感被设定为比滤波器FLT1的其他电感器L11、L13的电感大。

接下来使用图3～图5，对双工器100的内部结构的细节进行说明。双工器100具备通过在层叠方向上层叠多个电介质层而形成的大致长方体的电介质基板110。在电介质基板110的内部，通过形成于各电介质层的多个布线图案以及形成于电介质层间的多个过孔，形成由图2示出的电感器以及电容器。在以下的说明中，将电介质基板110的层叠方向设为“Z轴方向”，将与Z轴方向垂直并且沿着电介质基板110的长边的方向设为“X轴方向”，将沿着电介质基板110的短边的方向设为“Y轴方向”。此外，以下，存在将各图中的Z轴的正方向称为上侧、将负方向称为下侧的情况。

图3是从Y轴的负方向透视双工器100的立体图，图4是从Y轴的正方向透视双工器100的立体图。此外，图5是从Z轴的正方向透视双工器100的俯视图。在图3～图5中，电介质基板110的电介质省略，仅示出了形成于内部的布线图案、过孔以及端子的导电体。此外，在图5的俯视图中，仅示出了滤波器FLT1、FLT2中的电感器。

参照图3以及图4，电介质基板110具有上表面111以及下表面112。用于将双工器100与外部设备连接的外部端子(天线端子TA、第1端子T1、第2端子T2以及接地端子GND)是平板状的电极，并且是规则地配置于电介质基板110的下表面112的LGA(LandGrid Array，接点栅格阵列)端子。在由图3示出的例子中，简要来说，低频段侧的滤波器FLT1在电介质基板110的左侧部分形成，高频段侧的滤波器FLT2在右侧部分形成。

从配置于下表面112的天线端子TA到上表面111侧的分支点PB1为止，形成包含过孔以及布线图案的公共线路COM1。滤波器FLT1的电感器L11和滤波器FLT2的电感器L21与分支点PB1连接。

电感器L11包含过孔以及布线图案，在从Z轴的正方向俯视电介质基板110的情况下，作为从分支点PB1向X轴的负方向延伸的曲折线圈(meander coil)而形成。曲折线圈例如是通过多个过孔和多个布线图案形成的线圈、或形成为在假定了从线圈的一端流向另一端的电流时，使相对于Z轴方向的电流的方向反转1次以上的线圈。电感器L11经由电极C11a与电感器L12连接。电极C11a与连接于接地端子GND的电极C11b对置，形成电容器C11。电感器L12作为以Z轴方向为卷绕轴的螺旋线圈而形成。电感器L12经由形成电容器C12的电极C12a与电感器L13以及电极C13a连接。由电极C13a和电极C13b形成电容器C13。电感器L13作为以Z轴方向为卷绕轴的螺旋线圈而形成。电感器L13与电极C13b连接，并与配置于电感器L13的下方的第1端子T1连接。

与分支点PB1连接的滤波器FLT2的电感器L21作为以Z轴方向为卷绕轴的螺旋线圈而形成。电感器L21经由形成电容器C21的电极C21a以及电极C21b与电感器L22的一端连接。电感器L22作为以Z轴方向为卷绕轴的螺旋线圈而形成。电感器L22的另一端与接地端子GND连接。

此外，与处于电感器L22的一端的电极C21b连接的电极C23a与电极C23b对置而形成电容器C23。电极C23b与图4的电极C25a连接，电极C25a与连接于第2端子T2的电极C25b对置，从而形成电容器C25。与电极C21a连接的电极C22a与电极C22b对置，从而形成电容器C22。

从电极C25a到上表面111侧的分支点PB2为止，形成有包含过孔以及布线图案的公共线路COM2。滤波器FLT2的电感器L23以及电感器L24与分支点PB2连接。

电感器L23作为以Z轴方向为卷绕轴的螺旋线圈而形成。电感器L23与电极C24a连接。电极C24a与连接于接地端子GND的电极C24b对置而形成电容器C24。电感器L24包含过孔以及布线图案，作为以X轴为卷绕轴的螺旋线圈而形成。电感器L24与第2端子T2连接。

如图5所示，在从Z轴的正方向俯视电介质基板110的情况下，滤波器FLT1、FLT2的电感器L11～L13、L21～L24配置为不互相重叠。

近年来，以无线通信中的高速化以及高品质化为目的，推进了使用于通信的频率的高频化。例如，Wi-Fi通信中的5GHz频段、或在5G通信标准中使用的28GHz、39GHz、60GHz频段等的毫米波段相当于此。

如果推进高频带的使用，则在使用于一直以来使用的2GHz频段的设备的双工器中，也需要提高这些高频带中的衰减特性。

对于这样的课题，一般能够通过将双工器的高频段侧的滤波器设为带通滤波器，并对比通带更靠高频侧的衰减极的数量和/或频率进行调整来应对。然而，如果向高频段侧的电路追加用于设定新的衰减极的电感器等电子部件，则存在作为高频段侧的滤波器整体的损耗由于由元件间的杂散电容的变化引起的损耗或追加元件的导体损耗而增加的可能性。

在根据实施方式的双工器100中，在低频段侧的滤波器FLT1中，配置于最靠近公共端子(天线端子TA)的位置的电感器L11的电感被设定得比其他电感器L12、L13的电感小，并且设定由该电感器L11形成的衰减极的频率，使得比高频段侧的滤波器FLT2的通带高。通过设为这样的结构，不向高频段侧的电路追加新的电子部件，就能够追加比滤波器FLT2的通带高的频带中的衰减极。因此，能够在抑制高频段侧的滤波器的损耗的增加的同时，使高频侧的衰减带的衰减特性提高。

另外，对于低频段侧的滤波器FLT1，由于追加的电感器L11的电感与滤波器FLT1的其他电感器相比设定得小，因而能够将在滤波器FLT1使用时的损耗抑制得低。

如通过图3～图5说明的那样，对于低频段侧的滤波器FLT1的电感器L11，作为曲折线圈而形成。由于曲折线圈不存在如螺旋线圈那样形成于各电介质层的线圈彼此的重叠，因此由自身的线圈的杂散电容引起的损耗比较少。即，通过将电感器L11作为曲折线圈而形成，能够减少由电感器L11引起的损耗。

并且，如图5所示，电感器L11配置于在从Z轴方向俯视电介质基板110的情况下不与双工器100中的其他电感器重叠的位置。通过设为这样的配置，能够抑制电感器L11的杂散电容的增加，因而能够进一步减少由电感器L11引起的损耗。

另外，在高频段侧追加的衰减极通过由电感器L11以及电容器C11形成的低通滤波器而形成。因此，通过使电容器C11的电容比滤波器FLT1的其他电容器的电容小，能够进一步减少由电感器L11以及电容器C11形成的低通滤波器的损耗。

此外，如上述那样，在低频段侧的滤波器FLT1中，对于与电感器L11相邻的第2个电感器L12，优选设定为比滤波器FLT1的其他电感器大的电感。如果使电感器L12的电感大，则从高频段侧的滤波器FLT2观察时的电感器L12的阻抗变大，在电感器L12中，能够接近于开路状态。由此，易于防止高频段侧的高频信号向低频段侧泄漏，因而能够提高由电感器L11以及电容器C11形成的衰减极的效果。

(通过特性的比较)

接下来，对于由实施方式的双工器100的结构带来的效果，通过与比较例的双工器的比较来说明。

图6是示出比较例的双工器100#的等效电路的图。比较例的双工器100#的低频段侧的滤波器FLT1#成为没有图2的双工器100中的滤波器FLT1的电感器L11以及电容器C11的结构。即，是在比高频段侧的滤波器FLT2的通带高的频率的区域，未形成基于电感器L11以及电容器C11的衰减极的结构。另外，在双工器100#中，不重复与图2的双工器100重复的要素的说明。

图7以及图8是示出实施方式的双工器100和比较例的双工器100#中的通过特性的模拟结果的图。另外，在该模拟中，进行了对具有滤波器的双工器的模拟，该滤波器的低频段侧的通带LB为0～1GHz附近，高频段的通带HB为1.2GHz～3GHz附近。

图7是用于说明双工器100以及图6示出的双工器100#的高频段侧的滤波器FLT2的通过特性的比较的图。在图7中，图7的(a)示出了比较例的双工器100#的通过特性，图7的(b)示出了双工器100的通过特性。此外，在图7中，实线(LN10、LN20)示出了滤波器FLT2的插入损耗，虚线(LN11、LN21)示出了滤波器FLT2的反射损耗。

在图7的(a)以及图7的(b)中，频率f1的衰减极是通过滤波器FLT2的电感器L23形成的衰减极。频率f2的衰减极是通过滤波器FLT2的电感器L22形成的衰减极。频率f3的衰减极是通过滤波器FLT2的电感器L24形成的衰减极。频率f4的衰减极是通过滤波器FLT2的电感器L21形成的衰减极。然后，频率f5的衰减极是通过滤波器FLT1的电感器L11形成的衰减极。

参照图7，在实施方式的双工器100以及比较例的双工器100#的任意一者中，高频段侧的通带HB中的插入损耗均成为0dB附近，在通带HB以外的部分的反射损耗大约成为0dB附近。然而，在比较例的双工器100#(图7的(a))中，最接近通带HB的5GHz频段(5～6GHz)的Wi-Fi的频带(WF1)中的插入损耗比40dB小，存在未能获得充分的衰减特性的区域。

另一方面，在实施方式的双工器100中，基于滤波器FLT1的电感器L11的衰减极被追加于6.7GHz附近(f5)，通过该衰减极，在Wi-Fi的频带WF1整个范围中，插入损耗比40dB大，实现了充分的衰减特性。

接下来，图8是用于说明对于双工器100以及双工器100#的低频段侧的滤波器FLT1、FLT1#的通过特性的比较的图。在图8中，图8的(a)示出了比较例的双工器100#的通过特性，图8的(b)示出了双工器100的通过特性。此外，在图8中，实线(LN30、LN40)分别示出了滤波器FLT1#以及滤波器FLT1的插入损耗，虚线(LN31、LN41)分别示出了滤波器FLT1#以及滤波器FLT1的反射损耗。

在图8的(a)以及图8的(b)中，频率f11的衰减极是通过滤波器FLT1、FLT1#的电感器L12形成的衰减极。频率f12的衰减极是通过滤波器FLT1、FLT1#的电感器L13形成的衰减极。然后，频率f13的衰减极是通过滤波器FLT1的电感器L11形成的衰减极。

参照图8，在实施方式的双工器100以及比较例的双工器100#的任意一者中，低频段侧的通带LB中的插入损耗均成为0dB附近，在比通带LB高的频带的反射损耗大约成为0dB附近。

此外，在最接近低频段侧的通带LB的2.4GHz频段(2～3GHz)的Wi-Fi的频带(WF2)中，在实施方式的双工器100以及比较例的双工器100#的任一者中，插入损耗均大约成为与30～40dB相同程度。即，可得知追加电感器L11以及电容器C11对低频段侧的通过特性的影响小。

如以上那样，通过在双工器的低频段侧的滤波器的最靠近公共端子的位置形成低电感的电感器，并将由该电感器和电容器形成的衰减极设定得比高频段侧的滤波器的通带高，从而不使低频段侧滤波器的损耗增加，就能够使高频段侧滤波器中的高频侧的衰减特性提高。

另外，对于根据本公开的特征，图2所示的结构是一个例子，也能够应用于具有除图2的结构以外的滤波器结构的双工器。此外，关于各滤波器的通带，也可以是除上述以外的频带，通过向低频段侧的追加元件形成的衰减极的频率可以根据衰减对象的频带适当设定。

(变形例)

在实施方式中的双工器中，对向低频段侧滤波器追加的电感器为曲折线圈的情况下的例子进行了说明。在变形例中，对追加的电感器不使用过孔，而是仅由布线图案形成的线状线圈的情况进行说明。

图9是对根据变形例的双工器100A的内部结构进行透视的立体图。在图9的双工器100A中，成为图3的双工器100的电感器L11被置换为电感器L11A的结构。在图9中，不重复对于与图3重复的部分的说明。

参照图9，双工器100A的电感器L11A作为在电介质基板110的单一的层配置的直线状的布线图案而形成。电感器L11A与形成电容器C11的电极C11a连接。通过使用这样的直线状的电感器L11A，能够进一步减少电感器L11A的杂散电容。因此，能够进一步减少低频段侧的滤波器FLT1中的插入损耗。

另外，电感器L11A只要是在电介质基板110的单一的层配置的布线图案即可，并不一定是直线状，也可以是在单一层内形成的曲折线圈。

应当认为，本次公开的实施方式在所有方面均为例示，并不是限制性的。本公开的范围不由上述实施方式的说明示出而由权利要求书示出，旨在包含与权利要求书均等的含义以及范围内的所有的变更。